Преобразователь SEPIC DC-DC

Это позже статья о базовой конфигурации преобразователей DC / DC, как это делает название конфигурации называется SEPIC имеет свои характерные данные обобщены в двух факторах:

Отсутствие прямой связи между входным и выходным благодаря наличию конденсатора

Работа в режиме понижающего повышающего.

Это будет описано обычными области, в которых он используется, и пример со всеми формулами для вычисления реального источника питания с такой конфигурацией.

Литий-ионные батареи и низкий ESR конденсаторы дают новый блеск для топологии SEPIC. SEPIC (Преобразователь несимметричный индуктивность первичной обмотки) Она отличается тем, что его диапазон входного напряжения могут перекрывать друг друга, чтобы выходное напряжение. Так как литература по SEPIC оставляет желать лучшего, конструкторы с небольшим опытом работы преобразователей энергии не прибегать к этой конфигурации, настало время, чтобы сделать некоторые’ ясность.

Литиевые батареи очень успешные, во многом благодаря своей впечатляющей плотности энергии. Один литиевый элемент обеспечивает напряжение 4,2 V, когда он полностью заряжен может заменить 3 Нет Целле NiCd NiMH. Это напряжение зависит от емкости его можно использовать до напряжения 2,7 V. SEPIC является идеальной схемой для использования таких батарей.

SEPIC также находит применение в телевидении современных источников питания, чтобы поднять начальное напряжение от 315V до 40 для их свойства генерировать низкий уровень шума в сети электроэнергии. Он также обеспечивает необходимый уровень выходного сигнала, даже если пик входное напряжение выше (Снижение доли ошибок от электрических событий).

Основные уравнения

топология подталкивания (фигура 1) Она является основой для преобразователя SEPIC. Принцип повышающего преобразователя я разъяснял его в предыдущей статье:

1° переключатель Sw закрыт во время TON, увеличение магнитной энергии, накопленной в катушке индуктивности L1.

фигура 1. Эта топология бустер основой для SEPIC цепей питания.

2° переключатель открывается во время TOFF, предлагая D1 и COUT как единственный путь для магнитной энергии, запасенной. COUT фильтры импульса, генерируемого из L1 через D1. Когда VOUT является относительно низким, можно повысить эффективность с помощью диода Шоттки с низким прямым напряжением. VOUT должно быть больше, чем VIN. В противном случае (ВИНО> VOUT) D1 поляризован непосредственно и ничто не мешает электрический ток от VIN до VOUT.

Схема SEPIC фигура 2 снимает это ограничение, вставив конденсатор (Cp) между L1 и D1. Это, очевидно, конденсаторные блоки любого компонента постоянного тока между входом и выходом. Анод D1, однако, Он должен подключаться к известному потенциалу. Это достигается путем соединения D1 с землей через второй индуктор (L2).

фигура 2. Преимущество схемы SEPIC, в дополнение к свойствам понижающих / увеличение, Это конденсатор (Cp) что предотвращает нежелательный поток тока от VВ и VВНЕ.

L2 может быть отделена от L1 или обернутые на том же ядре, в зависимости от потребностей приложения. Так как последняя конфигурация является просто трансформатор, можно утверждать, что это классический обратноходовой. Отсутствие сети типичного обратноходового демпфера доказывает обратное. Индуктивность рассеяния не является проблемой в схемах Sepic. Основные паразитарные сопротивления RL1, RL2, RSW и Rcp связаны с L1, соответственно,, L2, SW и Cp.

Несмотря на то, что очень мало элементов, работа преобразователя SEPIC не так просто абстрагировать в уравнениях.

Предположим, что пульсация значения тока и напряжения, малы по сравнению с компонентами постоянного тока.

Для того, чтобы начать, Выражают тот факт, что в равновесии нет никакого падения напряжения постоянного тока между двумя индуктивностями L1 и L2 (пренебрегая что паразитных сопротивлений). поэтому, Cp видит потенциал VIN постоянного тока с одной стороны, через L1, и земля на другой стороне, через L2. Напряжение постоянного тока СР:

(VCP)VIN = (уравнение. 1)

“T” Это период цикла переключения. Мы будем называть α части Т, для которых Sw замкнут и 1-а оставшуюся часть периода.

Так как среднее напряжение на L1 равно нуль во стационарных условиях, напряжение вид с L1 во αT (тон) Это в точности компенсируется наблюдаемой напряженности во время (1-α) T (франт):

αTVIN = (1-α) T (VOUT + ВД + VCP- ВИНО) знак равно (1-α) T (ARCH + В.Д.).

В. Д. является прямым падением напряжения D1 для непрерывного потока (IL1 + IL2), е

VCP равно VIN:

(ARCH + В.Д.) / VIN = α / (1-α) Ai = (уравнение. 2)

Ай, называется коэффициентом усиления, голубь “я” Он представляет собой идеальный случай, для которого паразитные сопротивления равны нулю. Игнорирование В.Д., чем VOUT (в первом приближении), мы видим, что отношения между VOUT и VIN может быть больше или меньше 1, В зависимости от величины & alpha; (с равенством получается при а = 0.5).

В настоящем докладе представлены характеристики преобразователей Sepic чем classologie понижающий или классический понижающего.

Более точное выражение Аа объясняет паразитные сопротивления в цепи:

Аа = [Vout + Vd + Iout *(Кто * RCP + RL2)] / [вино- искусственный интеллект(RL1 + RSW) Iout- Rsw * Iout] (уравнение. 3)

Эта формула используется для вычисления коэффициентов усиления минимального, Типичная и максимальная VIN(верный, Aarip е Aamax). Формула является рекурсивным (“A” Оказывается, и в результате в выражении), но некоторые итерационные вычисления приводят к решению асимптотически. Выражение пренебрегает потерю из-за переход к переключателю Sw и обратному току в D1. Эти потери, как правило, незначительны, особенно если Sw является быстрым MOSFET и его напряжение стока (VIN + ARCH + В.Д.) Он остается ниже 3 (кажущийся предел для низких потерь MOSFET сегодня).

В некоторых случаях, необходимо также принимать во внимание потери из-за обратного тока D1 и основные потери из-за высокого уровня индукционных градиентов. Вы можете экстраполировать из соответствующих значений а’ Eq.2:

αzz = Aazz / (1 + Aazz), где ZZ составляет не менее, типовое о макс. (уравнение. 4)

Постоянный ток через Cp ничего, то средний выходной ток может быть обеспечен только через L2:

IOUT = IL2 (уравнение. 5)

Требование рассеиваемой мощности L2 ослабляется, так как средний ток в L2 всегда равен IOUT и не зависит от изменений VIN. Для того, чтобы рассчитать ток в L1 (IL1), мы предполагаем, что ток не может протекать через Cp. поэтому, кулоновского заряда, протекающего во время αT прекрасно уравновешивается зарядом противоположного кулоновским во время (1-α) T.

Когда переключатель замкнут (для интервала αT) потенциал узла A устанавливается в 0В. В соответствии с уравнением 1, потенциал узла B является -Vin, что обратно меняет D1. Тока через Cp затем IL2.

Когда переключатель открыт в (1-α) T, IL2, протекает через D1 в то время как IL-1, протекающий через Cp: αT * IL2 = (1-α) T * IL1.Sapendo что IL2 = IOUT,

IL1 = Aazz * IOUT (уравнение 6)

Так как входная мощность равна выходная мощность, деленной на эффективности, IL-1 сильно зависит от VIN. Для заданной выходной мощности, ИЛ1 возрастает, если VIN уменьшается. Зная, что IL2 (затем IOUT) впадает в Cp во αT, Мы выбираем Cp так, что его пульсации ΔVCp очень малая часть VCP (при γ = 1% аль 5%). В худшем случае происходит, когда VIN минимален.

Cp> IOUT * αminT / (с * VINmin) (уравнение. 7)

Сочетание работы контроллера высокой частоты и недавний прогресс в многослойных керамических конденсаторов (MLC) позволяет использовать малые и неполяризованные конденсаторы Cp. Убедитесь в том, что Cp способен поддерживать рассеивание PCP мощности из-за его внутреннее сопротивление (насос для охладителя реактора):

PCP = Aamin * Rcp * IOUT² (уравнение. 8)

RSW, как правило, составляет сток-исток полевого транзистора переключателя сопротивления последовательно с шунтом для ограничения максимального тока, Она включает в себя следующие потери:

Psw = Aamin (1 + верный) Rsw IOUT² (уравнение. 9)
Потери Pr1 и Pr2 из-за внутреннее сопротивление L1 и L2 легко вычисляется :

Prl1 = Aamin² RL1 IOUT² (уравнение. 10)

Prl2 = RL2 IOUT² (уравнение. 11)

При расчете потери из-за D1, обратить внимание на оценку VD к мелодии ИЛ1 + IL2:

PD1 = ВД × IOUT (уравнение 12)

L1 выбирается так, что ее полная пульсирующего тока (DIL1) является фракцией (б = 20% аль 50%) IL1. В худшем случае для р имеет место, когда VIN максимален, потому что DIL1 максимальна, когда IL1 минимален.

Предполагая, что β = 0,5:

L1min = 2 T (1-αmax) VINmax / IOUT (уравнение. 13)

Выберите стандартное значение, близкое к рассчитанному для L1 и убедитесь, что в настоящее время его насыщение удовлетворяет следующие условия:

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1 = AaminIOUT + 0,5 TαminVINmin / L1 (уравнение. 14)

Расчет для L2 аналогична для L1:

L2min = 2 TαmaxVINmax / IOUT (уравнение. 15)

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2 = IOUT + 0,5 TαmaxVINmax / L2 (уравнение. 16)

Если L1 и L2 намотаны на одном ядре, Вы должны выбрать большее из двух значений. Один сердечник обязывает две обмотки, чтобы получить одинаковое число витков, а затем те же значения индуктивности. в противном случае, напряженность между этими двумя обмотками будет отличаться и Ср будет действовать как короткое замыкание на разницу. Если напряжения обмоток одинаковы, генерируют те же текущие и накопительные градиенты. поэтому, естественная индуктивность каждой обмотки должна быть равна лишь половине рассчитанного значения для L1 и L2.

Так как между двумя обмотками имеется большая разность потенциалов, Вы можете сэкономить на расходах, обернув их в одной и той же операции. Если сечения обмоток эквивалентны, резистивные потери различаются, поскольку их текущее (IL-1 и IL-2) отличаться. Общие потери, однако, Это ниже, когда потеря равномерно распределена между двумя обмотками, поэтому полезно установить поперечное сечение каждой обмотки в соответствии с текущей переноски. Это особенно легко сделать, когда обмотки состоят из нескольких нитей, чтобы контрастировать эффект кожи. в конце концов, размер сердечника выбирается для размещения гораздо больший ток насыщения (IL1 + IL2 + DIL1) самая высокая ожидается внутренняя температура.

Цель выходного конденсатора (СТОИМОСТЬ) Это среднее значение импульсов тока, поставляемых D1 во время Toff. Существующие переходы жестокие, Затем COUT должен быть компонент высокой производительности, такие как используемые в топологии обратного хода. к счастью, керамические конденсаторы сегодня обеспечивают низкий ESR. Минимальное значение для COUT определяется количеством пульсаций (ΔVOUT) что может быть допущено:

СТОИМОСТЬ> = Aamin IOUT αmin Т / ΔVOUT (уравнение. 17)

Значение действительного выходного конденсатора, возможно, потребуется, чтобы быть намного больше, особенно если ток нагрузки состоит из высокоэнергетических импульсов. Входной конденсатор может быть очень малым, Благодаря свойствам фильтрации топологии SEPIC. обычно, CIN может быть в десять раз меньше, чем COUT:

КИН = стоимость / 10 (уравнение. 18)

После этого длинного ряда формул мы переходим разработать реальную схему, подключения энергии светодиоды с тремя литиевых inserie.
исходные данные:

VINmin = 8,1 V

VINtyp = 11,1 V

VINmax = 12,6 V

в

VOUT = 11,7V

Iout = 2 A

Т = 2 мкс

MD = 0,42 V

Раунд начальных оценок обеспечивает следующие приблизительные значения:

L1 = L2 = 22μH,

RL1 = RL2 = 39mΩ,

Rcp = 50мОм

Rsw = 35mΩ.

Схема источника питания SEPIC 24 W кон LM3478

Использование’уравнение 2

(ARCH + В.Д.) / VIN = α / (1-α) Ai =

за первое, что они рассчитаны идеальные коэффициенты усиления Ai, соответствующие минимальным VIN, Типичный и максимальный, как 1,568, 1,144 е 0,968. Используя эти значения в’уравнение 3

Аа = [Vout + Vd + Iout *(Кто * RCP + RL2)] / [вино- искусственный интеллект(RL1 + RSW) Iout- Rsw * Iout]

получить наиболее точные значения Aazz 1.735, 1.292 е 0.88 соответственно. Соответствующие рабочие циклы являются производными от’уравнение 4

αzz = Aazz / (1 + Aazz), где ZZ составляет не менее, типовое о макс.

приехать 0,611, 0,533 е 0,492.

L2 Corrente (IL2) 2А равен второму’уравнение 5

IOUT = IL2

ИЛ1 и варьируется в зависимости от VIN. Использование’уравнение 6

IL1 = Aazz * IOUT

Мы получаем iL1 значения 3,136A, 2,288А и 1,936A, как VIN изменяется от минимума до максимума.

Мы получаем минимальное значение Кц 3,5μF уставившись у = 4% Нелл’уравнение 7

Cp> IOUT * αminT / (с * VINmin)

Номинальное напряжение Cp вычитается из’уравнение 1

(VCP)VIN =

Если входное напряжение не должно превышать 12V, керамический конденсатор рассчитан на 16V 10uF должен идти. Современные конденсаторы MLC легко удовлетворить ожидаемый RCP из 50 М: и легко поддерживать потерю мощности 400 мВт вычитаются из’уравнение 8.

PCP = Aamin * Rcp * IOUT²

Следующие параметры рассчитываются в худшем случае, что является минимальным VIN:

Переход от 33 М: должны рассеивать 500 мВт в соответствии с’уравнение 9,

Psw = Aamin (1 + верный) Rsw IOUT²

что позволяет выбрать внешний транзистор в контейнере SOT223.

Le уравнения 10 е 11

Prl1 = Aamin² RL1 IOUT²

Prl2 = RL2 IOUT²

потери повреждения 380 MW е 156 мВт для L1 и L2. Проверим здесь, что сечение меди L1 должно быть больше, чем L2.

Использование’уравнение 12

PD1 = ВД × IOUT

D1, чтобы рассчитать потери мощности 0,84 W, мы видим, что D1 является основным источником потерь. Поэтому важно выбрать эффективный выпрямитель, если не синхронный выпрямитель.

в L1, L’уравнение 13

L1min = 2 T (1-αmax) VINmax / IOUT

Это предполагает минимальное значение 9,8μH, который она близка к расчетной стоимости 22μH. Для нормальной работы со значением L1 из 22μH , L’уравнение 14

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1 = AaminIOUT + 0,5 TαminVINmin / L1

Это обеспечивает пиковый ток 3,14 A . Устройство с рейтингом 5A обеспечивает достаточный запас. Убедитесь, что D1 может выдержать импульсы тока высокой температуре, равной IL1 + Iout = 5,2 А и средний ток IOUT = 2A.

так же, L’уравнение 15

L2min = 2 TαmaxVINmax / IOUT

Это приводит к минимальному значению L2 из 12,4 мкГн. снова, 22мкГн разумное значение. по’уравнение 16

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2 = IOUT + 0,5 TαmaxVINmax / L2

L2, должен поддерживать текущие пики 2.2 A.

за ΔVOUT(VOUT / 100) из 117mV , L’уравнение 17

СТОИМОСТЬ> = Aamin IOUT αmin Т / ΔVOUT

Он говорит, что выходной конденсатор должен быть по крайней мере 33μF(33) .

L’уравнение 18

КИН = стоимость / 10

3,3μF говорит, что должно быть достаточно для CIN.

Осталось описать только три типовые компоненты комплексного LM3478, используемых для управления снабжением R1, R2 и R3 вместе с резистором к контакту 7.

R1 и R2, с тем, чтобы сформировать последующий блок запускают транзистор, пока напряжение на выводе делителе для контроля выходного напряжения 3 опускается ниже 1.25V

R3 о необходимости тока защиты от короткого замыкания, протекающего в L1, значения, предел установлен на уровне около 8A

Сопротивление к контакту 7 фиксации частоты колебаний, значение относится к общему периоду 2us что эквивалентно частоте 500 кГц.

Как можно видеть, что это не простой дизайн SEPIC но окончательные результаты неожиданны с точки зрения размера и простоты схемы. В случае, если вы хотите использовать одно ядро ​​для обоих индукторов идет вдвое значение индуктивности отдельных обмоток.

Фундаментальный для работы является то, что обе катушки имеют одинаковое значение в противном случае диод брейки приезжающие меньше среднего значения исходных предположений нуль в двух индуктивностей.

С этим я уезжаю в надежде на помощь кому-то, кто заинтересован в этой схеме

AMILCARE Приветствия