SEPIC DC-DCコンバータ

設定のタイトルはSEPICは二つの要因にまとめたその顕著なデータを持っていると呼ばれているん、これはDC / DCコンバータの基本的な構成で、後の記事であります:

コンデンサの存在に入力と出力のおかげとの間の直接接続が存在しません

昇降圧モードでの動作.

これは、それが使用される通常の領域を説明し、すべての式を有する例では、このような構成で実際の電源を計算します.

リチウムイオン電池と低ESRコンデンサは、SEPICトポロジに新しい素晴らしさを与えています. アンSEPIC (コンバータシングルエンドの一次インダクタンス) その入力電圧範囲は、出力電圧に重なっていてもよいという事実によって区別されます. SEPICに関する文献が悪いので、, エネルギー変換器の経験の少ない設計者は、この構成に頼ることを避けます, いくつかの操作を行うための時間です’ 明快.

リチウム電池は非常に成功しています, 主に彼らの印象的なエネルギー密度のおかげで. 単一リチウム電池は、電圧を提供します 4,2 それが完全に充電されてVを置き換えることができます 3 ニッカドニッケル水素O. この電圧は、それがの電圧まで使用することができ、残りの容量に依存します 2,7 V. SEPICは、このような電池を使用するための理想的な回路です。.

SEPICも自分の財産は、電気ネットワーク上の低ノイズを生成するために315Vから400Vに始動電圧を上げるために近代的な電源のテレビでアプリケーションを見つけます. ピーク入力電圧が高くなる場合もあっても必要な出力レベルを提供します (電気的事象から故障の割合の減少).

基礎方程式

ブースト・トポロジー (フィギュア 1) これは、SEPICコンバータの基礎となっています. 私は前回の記事でそれを明らかにブーストコンバータの原則:

1スイッチ°SWはTONの間、閉鎖されます, インダクタL1に蓄えられた磁気エネルギーを増加させます.

フィギュア 1. このブースト・トポロジーは、電源回路SEPICの基礎となっています.

2スイッチ°TOFFの間に開きます, 蓄積された磁気エネルギーのための唯一の経路としてD1とCOUTを提供. COUTは、D1を介してL1から発生するパルスをフィルタリング. VOUTが比較的低い場合, 順方向電圧の低いショットキー・ダイオードを使用することによって効率を向上させることができます. VOUTはVINよりも大きくなければなりません. 逆の場合には (WINE> VOUT) D1は、直接偏光されて、何もVOUTにVINからの電流の流れを妨げません.

SEPICスキーム フィギュア 2 コンデンサを挿入することによってこの制限を取り除き (Cpは) L1とD1の間. 入力と出力との間のこの明らかコンデンサは、ブロックの任意のDC成分. D1のアノード, 但し, これは、既知の潜在的に接続する必要があります. これは、第2のインダクタを介してグランドにD1を接続することによって達成されます。 (L2).

フィギュア 2. SEPIC回路の利点, 降圧特性に加えて / ブースト, これは、コンデンサであります (Cpは) それは、Vからの不要な電流が流れるのを防ぎますに そして、Vでる.

L2はL1から分離または同じコアに巻き付けることができます, アプリケーションのニーズに応じて、. 後者の構成は、単に変圧器であるので, 一つは、これは古典的なフライバックであることを主張することができ. 典型的なフライバックスナバのネットワークが存在しないことは、そうでないことを証明します. 漏れインダクタンスは、SEPICスキームでは問題ではありません. 主寄生抵抗RL1, RL2, RSWとRCPは、それぞれL1に関連付けられています, L2, SW電子Cpを.

それは非常にいくつかの要素を持っているが、, SEPICコンバータの動作式に抽象化されるので、簡単ではありません.

リップル電流および電圧の値はDC成分に比べて小さいと仮定する.

起動するには, 我々は、平衡状態で2つのインダクタンスL1とL2との間にDC電圧降下が存在しないという事実を表現します (寄生抵抗のことを無視). 故に, Cpは、一方ではDC電位VINを見て, L1を通して, 他方側の土地, L2を介して. CpのDC電圧があります:

(VCP)VIN = (式. 1)

“T” これは、スイッチング・サイクルの周期であります. 我々は、期間の残りの部分をSwは閉鎖されているTの部分α呼び出し、1-αう.

L1上の平均電圧は、定常状態の間にゼロに等しいので, αT中L1から眺め電圧 (トーン) それは、まさに中に観察された張力によって相殺されます (1-A) T (TOFF):

αTVIN= (1-A) T (VOUT + VD + VCP- WINE) = (1-A) T (ARCH + VD).

VDは、連続ストリームのためD1の順方向電圧降下します (IL1 + IL2), E

VCPはVINに等しく、:

(ARCH + VD) / VIN = / (1-A) 愛= (式. 2)

愛は増幅率と呼ばれています, 鳩 “私” これは、寄生抵抗がヌルであるため、理想的な場合を表します. VOUTよりも無視VD (第一近似として、), 私たちは、VOUTとVINとの関係がより大きく以下とすることができることを確認します 1, αの値に応じて、 (平等とαに対して得られました= 0.5).

このレポートは、classologie降圧または古典的な降圧よりSEPICコンバータの特性を提示します.

より正確な表現Aaが回路内の寄生抵抗を説明します:

AA = [Voutは+ Vdが+ Ioutが*(誰* RCP + RL2)] / [ワイン- 人工知能(RL1 + RSW) IOUT- RSW * Ioutが] (式. 3)

この式は、最小の増幅率を計算するために使用されます, 典型的な最大VIN(忠実な, AaripとAamax). 式は再帰的です (“A” これは、式の中で、両方の結果に表示されます。), しかし、いくつかの反復計算が漸近的解決につながります. 式起因スイッチSWとD1に逆電流への遷移損失を無視します. これらの損失は、一般的に無視できます, SWは、高速MOSFETとそのドレイン電圧の遠足である場合は特に (VIN + ARCH + VD) これは、30V以下に留まります (低損失のMOSFET今日の見かけの上限).

いくつかのケースでは, また、アカウントの現在のD1を逆に起因する損失と高レベルの誘導勾配によるコア損失を考慮に入れる必要があります. あなたはαの対応する値から外挿することができます’ 式2:

αzzAazz = / (1 + Aazz), ZZは分です, 最大O標準. (式. 4)

Cpを介して直流電流は何もありません, 次いで、平均出力電流は、L2によって提供することができます:

IOUT = IL2 (式. 5)

L2消費電力要件が減衰しています, L2における平均電流は常にIOUTに等しく、VINの変動に依存しないため. L1の電流を計算するには (IL1), 私たちは、電流がCpを通って流れることができないことを前提と. 故に, αT時に流れる充電クーロンは中に反対のクーロンの電荷によって完璧なバランスであります (1-A) T.

スイッチが閉じているとき (間隔のαT) ノードAの電位は0Vに設定されています. 式によれば 1, ノードBの電位は-Vin, その逆D1が反転します. Cpを流れる電流は、IL2です.

スイッチが中に開いているとき (1-A) T, IL1は、Cpを通って流れる間IL2はD1を通って流れ: αT * IL2 = (1-A) T * IL2 = IOUTことIL1.Sapendo,

IL1 = Aazz * IOUT (式 6)

入力電力効率で割った出力電力に等しいので, IL-1は、VINに大きく依存しています. 与えられた出力電力のために, VINが減少した場合IL1が増加します. そのIL2を知ります (その後、IOUT) αTの間のCpに流れ込みます, そのリップルΔVCpはVcpののごく一部であるように、私たちは、Cpとを選択します (C = DAL 1% アル 5%). VINが最小であるとき、最悪のケースが発生します.

Cpは> IOUT *αminT / (C *とのVINMIN) (式. 7)

高周波コントローラの動作の組み合わせ及び積層セラミックコンデンサにおける最近の進歩 (MLC) 小さな非極性コンデンサCpの使用を可能にします. Cpはその内部抵抗によるPCPの消費電力をサポートすることが可能であることを確認してください (RCP):

PCP = Aamin * Rcpと * IOUT² (式. 8)

RSW, 通常最大電流を制限するためのシャントと直列のドレイン - ソース抵抗MOSFETスイッチで構成される, これは、次の損失を伴います:

PSW = Aamin (1 + 忠実な) RSWIOUT² (式. 9)
内部抵抗L1とL2の損失Pr1とPr2とし、容易に計算されます :

PRL1 =Aamin²RL1IOUT² (式. 10)

PRL2 = RL2IOUT² (式. 11)

D1による損失を計算する場合, IL1の曲にVDを評価するために注意を払います + IL2:

PD1 = VD×IOUT (式 12)

L1は、その合計電流リップルように選択されます (DIL1) 分数であります (B = 20% アル 50%) IL1. VINが最大のとき、βのための最悪のケースが発生します, IL1が最小であるときDIL1が最大であるため、.

仮定すると、β= 0,5:

L1MIN = 2 T (1-αmax) VINMAX / IOUT (式. 13)

L1のために計算されたものに近い標準値を選択していることを確認し、その飽和電流以下の条件を満足:

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1= AaminIOUT + 0,5 TαminVINmin/ L1 (式. 14)

L2の計算はL1の場合と同様です:

L2min = 2 TαmaxVINmax/ IOUT (式. 15)

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2= IOUT + 0,5 TαmaxVINmax/ L2 (式. 16)

L1及びL2は、同じコアに巻回されている場合, あなたは、2つの値の大きい方を選択する必要があります. 単一コアがターンし、同じインダクタンス値の同じ数を得るために、2つの巻線を義務付け. その他, 2つの巻線の間に緊張が異なることになり、Cpは差に短絡回路として作用します. 巻線の電圧が同じであれば, 同じ電流および累積勾配を生成します. 故に, 各巻線の自然のインダクタンスL1とL2の計算値の半分に等しくなければなりません.

2つの巻線の間にあるので大きな電位差があります, あなたは、同じ操作で一緒にそれらをラップすることにより、コストを節約することができます. 巻線の断面が等しい場合, 抵抗損失は現在のために異なります (IL2にIL1) 異なります. 全損, 但し, 損失が均等に2つの巻線の間に分布している場合には、低いです, 通電に応じてそれぞれの巻線の断面を設定することが有用です. これは、巻線が表皮効果を対比するために、複数のストランドから構成されているときに実行することが特に簡単です. 遂に, コアのサイズは、はるかに大きな飽和電流を収容するように選択されます (IL1 + IL2 + DIL1) 予想される最高内部温度.

出力コンデンサの目的 (COST) これはToffの間D1によって供給される電流パルスの平均であります. 現在の遷移は残忍です, 次いで、COUTは、フライバック・トポロジーで使用されるような高性能コンポーネントでなければなりません. 幸いなこと, セラミック・コンデンサは、今日では、低ESRを提供します. COUTの最小値は、リップルの量によって決定されます (ΔVOUT) それを許容することができます:

COST> = Aamin IOUTのαminT / ΔVOUT (式. 17)

実際の出力コンデンサの値ははるかに大きくする必要があるかもしれません, 負荷電流は、高エネルギーパルスで構成されている場合は特に. 入力コンデンサは、非常に小さくすることができます, SEPICトポロジーの濾過性のおかげで. 通常, CINはCOUTよりも10倍小さくすることができます:

CIN = COST / 10 (式. 18)

式のこの長いシリーズの後、私たちは本当の回路を設計するために移動します, 3つのリチウム電池とパワーLEDを供給inserie.
初期データ:

VINMIN = 8,1 V

VINtyp = 11,1 V

VINMAX = 12,6 V

あたり

VOUT = 11,7V

IOUT = 2 A

T =2μS

MD = 0,42 V

初期推定値のラウンドは、次の近似値を提供します:

L1 E L2 = 22mH,

RL1 = RL2 =39mΩ,

RCP =50mΩの

RSW =35mΩの.

SEPIC電源のダイアグラム 24 WコンLM3478

使い方’方程式 2

(ARCH + VD) / VIN = / (1-A) 愛=

最初のために、彼らはAiが最小VINに対応する理想的な増幅率を計算します, 以下のような典型的な最大 1,568, 1,144 E 0,968. これらの値を使用して’方程式 3

AA = [Voutは+ Vdが+ Ioutが*(誰* RCP + RL2)] / [ワイン- 人工知能(RL1 + RSW) IOUT- RSW * Ioutが]

最も正確な値を取得Aazz 1.735, 1.292 E 0.88 各々. 対応するデューティサイクルが由来します’方程式 4

αzzAazz = / (1 + Aazz), ZZは分です, 最大O標準.

来ます 0,611, 0,533 E 0,492.

L2 corrente (IL2) 図2Aは、第二に等しいです。’方程式 5

IOUT = IL2

IL1及びVINに応じて変化します. 使い方’方程式 6

IL1 = Aazz * IOUT

私たちは、IL1値を取得3,136A, 2,288VINとしてA及び1,936Aは最小から最大まで変化します.

私たちは、γを見つめのCp3,5μFの最小値を取得= 4% NELL’方程式 7

Cpは> IOUT *αminT / (C *とのVINMIN)

Cpの公称電圧は、から差し引かれます’方程式 1

(VCP)VIN =

入力電圧が12Vを超えてはならない場合, 16V10μFの定格のセラミック・コンデンサは行くべき. 現代のMLCコンデンサは、容易に予想されるRCPは会います 50 M：と簡単の電力損失をサポート 400 MWはから控除しました’方程式 8.

PCP = Aamin * Rcpと * IOUT²

以下のパラメータは、最悪の場合に算出されています, それは、最小限のVINです:

からスイッチ 33 M：放散させる必要があります 500 に従ってmWの’方程式 9,

PSW = Aamin (1 + 忠実な) RSWIOUT²

それはあなたが、コンテナSOT223で外部トランジスタを選択することができます.

インクルード 方程式 10 E 11

PRL1 =Aamin²RL1IOUT²

PRL2 = RL2IOUT²

被害損失 380 電子mWの 156 L1およびL2についてのMW. 私たちは、L1の銅部分は、L2よりも大きくなければならないことをここに確認してください.

使い方’方程式 12

PD1 = VD×IOUT

D1は、電力損失を計算します 0,84 W, 私たちは、D1は、損失の主な情報源であることがわかり. 効率的な整流器を選択することが重要です, そうでない場合は、同期整流器.

L1の場合, リットル’方程式 13

L1MIN = 2 T (1-αmax) VINMAX / IOUT

それは9,8μHの最小値を示唆します, それは22μHの推定値に近いです. 22μHのL1値を有する通常動作 , リットル’方程式 14

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1= AaminIOUT + 0,5 TαminVINmin/ L1

これは、ピーク電流を提供します 3,14 A . 5Aの定格を持つデバイスは、合理的なマージンを提供します. D1がIL1に等しい高温電流パルスを維持できることを確認 + IOUT = 5,2 Aと平均電流IOUT = 2A.

同様に, リットル’方程式 15

L2min = 2 TαmaxVINmax/ IOUT

これは、の最小値L2につながります 12,4 μH. 再び, 22UHは妥当な値であります. によると、’方程式 16

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2= IOUT + 0,5 TαmaxVINmax/ L2

L2は、現在のピークをサポートする必要があります 2.2 A.

ΔVOUT用(VOUT / 100) 117mV , リットル’方程式 17

COST> = Aamin IOUTのαminT / ΔVOUT

彼は、出力コンデンサは、少なくとも33μFであるべきと述べています(33) .

L’方程式 18

CIN = COST / 10

3,3μFはそれがCINのために十分であるべきと言います.

これは、供給管理R1に使用される統合されたLM3478の3つのだけの典型的な構成要素を説明するために残っています, 一緒にピンに抵抗をR2とR3 7.

R1及びR2は、次のブロックを形成するように出力電圧制御用ピン分割器の電圧までトランジスタをトリガ 3 1.25Vを下回ります

L1に流れる短絡電流保護の必要性についてR3, 値は、限界は約8Aに設定されています

ピンに対する耐性 7 発振の周波数を固定します, 値は、500kHzの周波数に相当2USの合計期間を指し.

図から分かるように、それは、SEPICのシンプルなデザインではなく、最終的な結果は、サイズと回路簡素化の観点から驚くべきことです. ケースでは、個々の巻線のインダクタンスの値を半分に行くの両方のインダクタのための単一のコアを使用したいです.

動作の基本は、二つのコイルが他の点では同一の2つのインダクタンス値にヌル初期仮定の少ない平均値来るダイオードブレークを有することです.

これで、私はこの回路に興味を持っている誰かに助けの存在の希望に残します

Amilcareのご挨拶