Convertidor DC-DC SEPIC

Este es un artículo posterior de la configuración básica de los convertidores DC / DC al igual que el título de configuración se llama SEPIC ha sus datos salientes se resume en dos factores:

ausencia de conexión directa entre entrada y de salida gracias a la presencia de un condensador

funcionamiento en modo reductor-elevador.

Se describirá las zonas habituales en los que se utiliza y un ejemplo con todas las fórmulas para calcular una fuente de alimentación real con una configuración tal.

Las baterías de litio y condensadores de baja ESR están dando un nuevo esplendor a la topología SEPIC. Un SEPIC (convertidor asimétrico inductancia primaria) Se distingue por el hecho de que su rango de tensión de entrada puede superponerse a la tensión de salida. Desde la literatura sobre SEPIC es pobre, diseñadores con poca experiencia en convertidores de energía de evitar recurrir a esta configuración, es el momento de hacer algo’ claridad.

Las baterías de litio son muy exitosos, en gran parte gracias a su impresionante densidad de energía. Una célula de litio solo proporciona un voltaje de 4,2 V cuando está completamente cargada puede sustituir 3 O las de NiCd NiMH. Esta tensión depende de la capacidad restante se puede utilizar con un voltaje de 2,7 V. A SEPIC es un circuito ideal para el uso de este tipo de baterías.

El SEPIC también encuentran aplicación en la televisión de fuentes de alimentación modernas para elevar la tensión de salida de 315V a 400V por su propiedad para generar bajo nivel de ruido en la red de electricidad. También proporciona el nivel de salida requerido, incluso si la tensión de entrada pico es mayor (reducción en el porcentaje de fallos de eventos eléctricos).

Las ecuaciones básicas

La topología de impulso (Figura 1) Es la base para el convertidor de SEPIC. El principio del convertidor elevador me lo aclaró en un artículo anterior:

1° el conmutador SW está cerrado durante TON, el aumento de la energía magnética almacenada en el inductor L1.

Figura 1. Esta topología de impulso es la base para el SEPIC circuitos de alimentación.

2° el interruptor se abre durante TOFF, oferta D1 y COUT como el único camino para que la energía magnética almacenada. COUT filtra el pulso generado desde L1 a través de D1. Cuando VOUT es relativamente baja, es posible mejorar la eficiencia mediante el uso de un diodo Schottky de baja tensión directa. VOUT debe ser mayor que el VIN. En el caso opuesto (VINO> VOUT) D1 está polarizado directamente y nada impide que el flujo de corriente desde VIN para VOUT.

El esquema SEPIC Figura 2 elimina esta limitación mediante la inserción de un condensador (cp) entre L1 y D1. Esto, obviamente, condensador bloquea cualquier componente de corriente continua entre la entrada y la salida. El ánodo de D1, sin embargo, Se debe conectarse a un potencial conocido. Esto se logra mediante la conexión de D1 a tierra a través de un segundo inductor (L2).

Figura 2. Una ventaja del circuito SEPIC, Además de las propiedades buck / aumentar, Es un condensador (cp) que impide el flujo de corriente no deseado de VEN y VAFUERA.

L2 se puede separar de L1 o envuelto en el mismo núcleo, dependiendo de las necesidades de la aplicación. Puesto que la última configuración es simplemente un transformador, se podría argumentar que este es un tiempo de retorno clásica. La ausencia de una red de amortiguador de retroceso típica demuestra lo contrario. La inductancia de fuga no es un problema en los esquemas SEPIC. La principal resistencias RL1 parasitaria, RL2, RSW y Rcp se asocian a L1 respectivamente, L2, SW e Cp.

Aunque tiene muy pocos elementos, la operación de un convertidor SEPIC no es tan simple como para ser extraída en las ecuaciones.

Supongamos que los valores de corriente y tensión de rizado son pequeñas en comparación con los componentes de CC.

para empezar, Expresamos el hecho de que en el equilibrio, no hay caída de tensión de corriente continua entre las dos inductancias L1 y L2 (dejar de lado el de las resistencias parásitas). por lo tanto, Cp ve un potencial de CC VIN, por una parte, a través de L1, y la tierra en el otro lado, a través de L2. La tensión continua de Cp es:

(VCp)VIN = (eq. 1)

“T” Es el período de un ciclo de conmutación. Vamos a llamar a α la porción de T para el que Sw se cierra y 1-a la parte restante del período.

Puesto que la tensión promedio en L1 es igual a cero durante condiciones de estado estacionario, la tensión vista desde L1 durante αT (tono) Se exactamente compensado por la tensión observada durante (1-una) T (Petimetre):

αTVIN = (1-una) T (VOUT + VD + VCp- VINO) = (1-una) T (ARCH + VD).

VD es la caída de tensión directa de D1 para una corriente continua de (IL1 + IL2), mi

VCP es igual en Vin:

(ARCH + VD) / VIN = a / (1-una) Ai = (eq. 2)

Ai se llama factor de amplificación, paloma “yo” Se representa el caso ideal por el cual las resistencias parásitas son nulos. El descuido de VD que VOUT (como una primera aproximación), vemos que la relación entre VOUT VIN y puede ser mayor o menor que 1, dependiendo del valor de α (con igualdad obtuvo para α = 0.5).

Este informe presenta las características de los convertidores SEPIC que stepdown classologie o reductor clásico.

El Aa expresión más precisa explica las resistencias parásitas en el circuito:

aa = [Vout + Vd + Iout *(Quién * RCP + RL2)] / [vino- ai(RL1 + Rsw) Yo fuera- Rsw * Iout] (eq. 3)

Esta fórmula se usa para calcular los factores de amplificación mínimo, VIN típico y máximo(fiel, Aarip y Aamax). La fórmula es recursivo (“UN” Al parecer, en tanto resultado en la expresión), pero algunos cálculos iterativos conducen a la solución asintótica. La expresión deja de lado las pérdidas debido a la transición del conmutador Sw y la corriente inversa en D1. Estas pérdidas son generalmente insignificantes, especialmente si Sw es un MOSFET rápido y su excursión de tensión de drenaje (VIN + ARCO + VD) Se mantiene por debajo de 30V (el límite aparente de MOSFET de baja pérdida de hoy).

En algunos casos, también se debe tener en cuenta las pérdidas debidas a revertir las pérdidas actuales D1 y núcleo debido a los gradientes de inducción de alto nivel. Se puede extrapolar a partir de los correspondientes valores de α’ la ecuación 2:

αzz Aazz = / (1 + aazz), donde zz es min, tip o máximo. (eq. 4)

La corriente continua a través Cp es nada, a continuación, la corriente de salida promedio sólo puede ser proporcionado por L2:

IOUT = IL2 (eq. 5)

El requisito de la disipación de potencia L2 se atenúa, ya que la corriente media en L2 es siempre igual a IOUT y no depende de variaciones en VIN. Para calcular la corriente en L1 (IL1), suponemos que ninguna corriente puede fluir a través de Cp. por lo tanto, la coulomb carga que fluye durante αT está perfectamente equilibrado por una carga de coulomb opuesto durante (1-una) T.

Cuando el interruptor está cerrado (para una αT intervalo) el potencial del nodo A se fija en 0V. Según la ecuación 1, el potencial del nodo B es -Vin, que invierte inversamente D1. La corriente a través de Cp es entonces IL2.

Cuando el interruptor está abierto durante (1-una) T, IL2 fluye a través de D1 mientras IL1 fluye a través de Cp: αT * IL2 = (1-una) T * IL1.Sapendo que IL2 = IOUT,

IL-1 = Aazz * IOUT (eq 6)

Puesto que la potencia de entrada es igual a la potencia de salida dividida por la eficiencia, IL-1 es dependiente de VIN altamente. Para una potencia de salida dada, IL1 aumenta si VIN disminuye. Sabiendo que IL2 (a continuación, IOUT) fluye en Cp durante αT, Elegimos Cp por lo que su ΔVCp ondulación es una fracción muy pequeña de VCP (c = dal 1% Alabama 5%). El peor caso se produce cuando VIN es mínimo.

cp> IOUT * αminT / (c * vinmin) (eq. 7)

La combinación de la operación del controlador de alta frecuencia y los recientes avances en condensadores cerámicos multicapa (MLC) permite el uso de pequeñas y no polarizados condensadores Cp. Asegúrese de que Cp es capaz de soportar la disipación de potencia PCP debido a su resistencia interna (RCP):

PCP = Aamin * Rcp * IOUT² (eq. 8)

RSW, generalmente constituido por el interruptor de resistencia MOSFET de drenaje-fuente en serie con un shunt para limitar la corriente máxima, Se trata de las siguientes pérdidas:

Psw = Aamin (1 + fiel) rsw IOUT² (eq. 9)
Las pérdidas Pr1 y Pr2 debido a resistencias L1 y L2 interna se calculan fácilmente :

PRL1 = Aamin² RL1 IOUT² (eq. 10)

PRL2 = RL2 IOUT² (eq. 11)

En el cálculo de la pérdida debido a D1, prestar atención a evaluar VD por una suma de IL-1 + IL2:

PD1 = VD × IOUT (eq 12)

L1 se selecciona de manera que su ondulación de corriente total (DIL1) es una fracción (b = 20% Alabama 50%) la IL-1. El peor caso para β se produce cuando VIN es máximo, porque DIL1 es máxima cuando IL1 es mínimo.

Suponiendo β = 0,5:

L1min = 2 T (1-αmax) VINmax / IOUT (eq. 13)

Elija un valor estándar similar a la calculada para L1 y asegurarse de que satisface su saturación actuales las siguientes condiciones:

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1 = AaminIOUT + 0,5 TαminVINmin / L1 (eq. 14)

El cálculo para L2 es similar a la de L1:

L2min = 2 TαmaxVINmax / IOUT (eq. 15)

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2 = IOUT + 0,5 TαmaxVINmax / L2 (eq. 16)

Si L1 y L2 están enrolladas en el mismo núcleo, usted tiene que elegir el mayor de dos valores. Un solo núcleo obliga a los dos devanados para obtener el mismo número de vueltas y luego el mismo valores de inductancia. por lo demás, las tensiones entre los dos devanados serán diferentes y Cp actuarán como un cortocircuito a la diferencia. Si los voltajes de los devanados son idénticos, generar los mismos gradientes actuales y acumulados. por lo tanto, la inductancia natural de cada devanado debe ser igual a la mitad del valor calculado para L1 y L2.

Ya que entre los dos bobinados hay una gran diferencia de potencial, usted puede ahorrar en costes envolviéndolos juntos en la misma operación. Si las secciones transversales de los arrollamientos son equivalentes, las pérdidas resistivas difieren debido a que su actual (IL-1 a IL-2) diferir. La pérdida total, sin embargo, Es más baja cuando las pérdidas se distribuyen uniformemente entre los dos devanados, lo que es útil para ajustar la sección transversal de cada arrollamiento de acuerdo con la carga de corriente. Esto es especialmente fácil de hacer cuando los devanados se componen de múltiples hebras para contrastar el efecto piel. finalmente, el tamaño del núcleo se elige para dar cabida a una mayor corriente de saturación de (IL1 + IL2 + DIL1) la más alta temperatura interna esperada.

El propósito del condensador de salida (COSTE) Es el promedio de los impulsos de corriente suministrados por D1 durante Toff. Las transiciones actuales son brutal, entonces COUT debe ser un componente de alto rendimiento tal como el utilizado en una topología flyback. afortunadamente, condensadores cerámicos de hoy proporcionan una baja ESR. El valor mínimo para COUT se determina por la cantidad de ondulación (ΔVOUT) que puede ser tolerada:

COSTE> = Αmin Aamin IOUT T / ΔVOUT (eq. 17)

El valor de un condensador de salida real puede que ser mucho más grande, especialmente si la corriente de carga se compone de pulsos de alta energía. El condensador de entrada puede ser muy pequeña, Gracias a las propiedades de filtrado de la topología SEPIC. en general, CIN puede ser diez veces más pequeño que COUT:

CIN = COST / 10 (eq. 18)

Después de esta larga serie de fórmulas que nos movemos para diseñar un circuito real, el suministro de un LED de potencia con tres pilas de litio inserie.
datos iniciales:

vinmin = 8,1 V

VINtyp = 11,1 V

VINmax = 12,6 V

por

VOUT = 11,7V

= Iout 2 UN

T = 2μS

MD = 0,42 V

Una ronda de estimaciones iniciales proporciona los siguientes valores aproximados:

L1 e L2 = 22mH,

RL1 = RL2 = 39mΩ,

Rcp = 50M

Rsw = 35mΩ.

Diagrama de una fuente de alimentación SEPIC 24 W con LM3478

utilizando el’ecuación 2

(ARCH + VD) / VIN = a / (1-una) Ai =

para el primero que calculan los factores de amplificación Ai ideales correspondientes a la VIN mínimo, típica y máxima como 1,568, 1,144 mi 0,968. El uso de estos valores en’ecuación 3

aa = [Vout + Vd + Iout *(Quién * RCP + RL2)] / [vino- ai(RL1 + Rsw) Yo fuera- Rsw * Iout]

obtener los valores más precisos Aazz 1.735, 1.292 mi 0.88 respectivamente. Los ciclos de trabajo correspondientes se derivan de’ecuación 4

αzz Aazz = / (1 + aazz), donde zz es min, tip o máximo.

ven 0,611, 0,533 mi 0,492.

La corrente L2 (IL2) 2A es igual a la segunda’ecuación 5

IOUT = IL2

IL1 y varía de acuerdo con VIN. utilizando el’ecuación 6

IL-1 = Aazz * IOUT

Obtenemos los valores de IL-1 3,136A, 2,288A y 1,936A como VIN varía de mínimo a máximo.

Obtenemos un valor mínimo de Cp 3,5μF mirando γ = 4% Nell’ecuación 7

cp> IOUT * αminT / (c * vinmin)

La tensión nominal de Cp se deduce de’ecuación 1

(VCp)VIN =

Si la tensión de entrada no debe exceder de 12 V, un condensador cerámico nominal de 16V 10uF debe ir. condensadores MLC modernas se combinan fácilmente el PCR esperado de 50 M: y soportar fácilmente la pérdida de potencia de 400 mW deduce de’ecuación 8.

PCP = Aamin * Rcp * IOUT²

Los siguientes parámetros se calculan en el peor de los casos, que es mínima VIN:

Un interruptor de 33 M: debe disiparse 500 mW según la’ecuación 9,

Psw = Aamin (1 + fiel) rsw IOUT²

que le permite elegir un transistor externo en un recipiente SOT223.

la ecuaciones 10 mi 11

PRL1 = Aamin² RL1 IOUT²

PRL2 = RL2 IOUT²

pérdidas por daños 380 e mW 156 mW para L1 y L2. Verificamos aquí que la sección de cobre de L1 debe ser mayor que la de L2.

utilizando el’ecuación 12

PD1 = VD × IOUT

D1 a calcular la pérdida de potencia 0,84 W, vemos que D1 es la principal fuente de pérdida. Por tanto, es importante elegir un rectificador eficiente, si no un rectificador síncrono.

para L1, l’ecuación 13

L1min = 2 T (1-αmax) VINmax / IOUT

Se sugiere un valor mínimo de 9,8μH, el cual es cercano al valor estimado de 22μH. Para el funcionamiento normal con un valor de L1 de 22μH , l’ecuación 14

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1 = AaminIOUT + 0,5 TαminVINmin / L1

Proporciona una corriente máxima de 3,14 UN . Un dispositivo con una calificación de 5A proporciona un margen razonable. Asegúrese de que D1 puede sostener impulsos de corriente de alta temperatura igual IL1 + = Iout 5,2 A y un promedio de corriente IOUT = 2A.

del mismo modo, l’ecuación 15

L2min = 2 TαmaxVINmax / IOUT

Esto lleva a un valor mínimo L2 de 12,4 uH. de nuevo, 22uH es un valor razonable. según’ecuación 16

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2 = IOUT + 0,5 TαmaxVINmax / L2

L2 debe soportar picos de corriente de 2.2 UN.

para ΔVOUT(VOUT / 100) el 117mV , l’ecuación 17

COSTE> = Αmin Aamin IOUT T / ΔVOUT

Dice que el condensador de salida debe ser al menos 33μF(33) .

L’ecuación 18

CIN = COST / 10

3,3μF dice que debería ser suficiente para CIN.

Queda por describir sólo los tres componentes típicos de la LM3478 integrado utilizados para la gestión del suministro R1, R2 y R3 junto con la resistencia a la clavija 7.

R1 y R2 con el fin de formar un bloque subsiguiente desencadena el transistor hasta que la tensión en el divisor de pin para el control de tensión de salida 3 cae por debajo de 1,25 V

R3 en la necesidad de una protección de corriente de cortocircuito que fluye en L1, los valores, el límite se fija en aproximadamente 8A

La resistencia a la clavija 7 la fijación de la frecuencia de oscilación, el valor se refiere a un período total de 2US lo que equivale a una frecuencia de 500KHz.

Como se puede ver que no es un diseño simple de un SEPIC pero los resultados finales son sorprendentes en términos de tamaño y el circuito de simplicidad. En caso de que desee utilizar un solo núcleo para ambos inductores va reducido a la mitad el valor de la inductancia de las bobinas individuales.

Fundamental para la operación es que las dos bobinas tienen un valor idéntico de otra manera las roturas de diodos próximos menos el valor medio de suposiciones iniciales nulas en las dos inductancias.

Con esto dejo con la esperanza de ser de ayuda a alguien que esté interesado en este circuito

saludos Amilcare