Conversor SEPIC DC-DC

Este é um artigo mais tarde na configuração básica dos conversores DC / DC tal como o título de configuração é chamado SEPIC tem os seus dados salientes resumidos em dois factores:

ausência de ligação directa entre a entrada e saída, graças à presença de um condensador

operação em modo de Buck-impulso.

Vai ser descrito as áreas habituais em que é usado um exemplo e com todas as fórmulas para o cálculo de uma fonte de alimentação real com uma tal configuração.

baterias de lítio e capacitores de baixo ESR estão dando um novo esplendor à topologia SEPIC. un SEPIC (conversor indutância primária single-ended) Distingue-se pelo facto da sua tensão de entrada podem sobrepor-se para a tensão de saída. Desde a literatura sobre SEPIC é pobre, designers com pouca experiência de conversores de energia evitam recorrer a esta configuração, é hora de fazer alguma’ clareza.

As baterias de lítio são muito bem sucedidos, em grande parte graças à sua densidade de energia impressionante. Uma célula de lítio único fornece uma tensão de 4,2 V quando estiver totalmente carregada, pode substituir 3 o do NiCd NiMH. Esta tensão depende da capacidade restante pode ser usado até a tensão de 2,7 V. Um SEPIC é um circuito ideal para o uso de tais baterias.

O SEPIC também encontrar aplicação em TV de fontes de alimentação modernas para aumentar a tensão inicial de 315V a 400V para a sua propriedade para gerar baixo nível de ruído na rede elétrica. Ele também fornece o nível de saída necessária, mesmo se a tensão de entrada é maior pico (redução da percentagem de falhas de eventos elétricos).

Equações básicas

A topologia boost (figura 1) É a base para o conversor SEPIC. O princípio do conversor boost Eu esclareci-lo em um artigo anterior:

1° o interruptor Sw é fechada durante TON, aumentando a energia magnética armazenada no indutor L1.

figura 1. Este impulso topologia é a base para a SEPIC circuitos de alimentação.

2° o interruptor abre durante TOFF, oferta D1 e COUT como o único caminho para a energia magnética armazenada. COUT filtra o impulso gerado a partir de L1 a D1. Quando VOUT é relativamente baixo, é possível melhorar a eficiência, utilizando um díodo de Schottky com baixa tensão para a frente. VOUT deve ser maior que VIN. No caso oposto (VINHO> VOUT) D1 é polarizada directamente e nada evita que o fluxo de corrente a partir de VIN para VOUT.

O esquema SEPIC figura 2 elimina esta limitação através da inserção de um condensador (Cp) entre L1 e D1. Isto, obviamente, capacitor bloqueia qualquer componente DC entre a entrada ea saída. O ânodo de D1, contudo, Ele deve se conectar a um potencial conhecido. Isto é conseguido através da ligação D1 para a terra através de um segundo indutor (L2).

figura 2. Uma vantagem do circuito de SEPIC, em adição às propriedades Buck / impulso, É um capacitor (Cp) que impede o fluxo de corrente não desejado a partir de VEM e VFORA.

L2 pode ser separado a partir de L1, ou envolto no mesmo núcleo, dependendo das necessidades da aplicação. Desde a última configuração é simplesmente um transformador, pode-se argumentar que este é um flyback clássico. A ausência de uma rede de amortecedor flyback típico prova em contrário. A indutância de dispersão não é um problema nos esquemas SEPIC. O principal resistências RL1 parasitária, RL2, RSW e Rcp estão associados a L1, respectivamente, L2, SW e Cp.

Embora tenha muito poucos elementos, a operação de um conversor SEPIC não é tão simples de ser captada nas equações.

Suponha-se que os valores de corrente e de tensão de oscilação são pequenas em comparação com as componentes de corrente contínua.

para começar, Expressamos o fato de que, no equilíbrio, não há queda de tensão DC entre os dois indutores L1 e L2 (negligenciando a das resistências parasitas). portanto, Cp vê um VIN potencial DC por um lado, através L1, e terras do outro lado, através L2. A tensão DC de Cp é:

(VCP)VIN = (eq. 1)

“T” É o período de um ciclo de comutação. Ligamos α a porção de t para o qual Sw é fechada e um-à parte restante do período.

Desde a tensão média no L1 é igual a zero durante condições de estado estacionário, a vista de tensão de L1 durante aT (tom) É exatamente compensada pela tensão observada durante (1-um) T (dândi):

αTVIN = (1-um) T (Vout + VD + VCP- VINHO) = (1-um) T (ARCH + VD).

VD é a queda de tensão directa de D1 de um fluxo contínuo de (IL1 + IL2), e

A VCP é igual a VIN:

(ARCH + VD) / VIN = a / (1-um) Ai = (eq. 2)

Ai é chamado fator de amplificação, pomba “Eu” Ela representa o caso ideal para que as resistências parasitas são nulos. Negligenciar VD que VOUT (como uma primeira aproximação), vemos que a relação entre Vout e VIN pode ser maior ou menor do que 1, dependendo do valor de α (com a igualdade obtido para α = 0.5).

Este relatório apresenta as características de conversores SEPIC que stepdown classologie ou stepdown clássico.

O Aa expressão mais precisa explica as resistências parasitas no circuito:

Aa = [Vout + Vd + Iout *(Quem * RCP + RL2)] / [vinho- Ai(RL1 + RSW) Iout- RSW * Iout] (eq. 3)

Esta fórmula é utilizada para calcular os factores de amplificação mínimo, VIN típico e máximo(fiel, Aarip e Aamax). A fórmula é recursivo (“UMA” Ele aparece em resultado da expressão), mas alguns cálculos iterativos conduzir à solução assintoticamente. A expressão negligencia perdas de transição devido ao interruptor SW e a corrente inversa em D1. Estas perdas são geralmente insignificante, especialmente se Sw é um MOSFET rápido e sua excursão tensão de dreno (VIN + ARCH + VD) Ele permanece abaixo de 30V (o aparente limite para baixa perda MOSFET hoje).

Em alguns casos, você também deve levar em conta as perdas devido a reverter atuais perdas D1 e do núcleo devido a gradientes de indução de alto nível. É possível extrapolar a partir dos valores correspondentes de α’ Eq.2:

αzz Aazz = / (1 + Aazz), em que ZZ é min, typ o máximo. (eq. 4)

A corrente DC através de Cp não é nada, em seguida, a corrente de saída média só pode ser fornecido pela L2:

IOUT = IL2 (eq. 5)

A exigência de dissipação de potência L2 é atenuado, uma vez que a corrente média durante L2 é sempre igual a IOUT e não depende de variações no VIN. Para calcular a corrente em L1 (IL1), assumimos que nenhuma corrente pode fluir através Cp. portanto, o coulomb carga fluindo durante aT está perfeitamente equilibrado por uma acusação de Coulomb oposto durante (1-um) T.

Quando a chave é fechada (para um intervalo de aT) o potencial do nó A é fixado em 0V. De acordo com a equação 1, o potencial do nó B é -vin, que inversamente inverte D1. A corrente através Cp é então IL2.

Quando o interruptor está aberto durante (1-um) T, IL2 flui através D1 enquanto que IL-1 que flui através Cp: aT * IL2 = (1-um) T * IL1.Sapendo que a IL2 = IOUT,

IL-1 = * Aazz IOUT (eq 6)

Desde a potência de entrada é igual à potência de saída dividida pela eficiência, IL-1 é altamente dependente do VIN. Para uma dada potência de saída, IL-1 aumenta se VIN diminui. Sabendo que IL2 (em seguida, IOUT) flui para Cp durante aT, Nós escolhemos Cp de modo que sua ΔVCp ondulação é uma fração muito pequena da VCP (c = dal 1% ai 5%). O pior caso ocorre quando VIN é mínima.

Cp> IOUT * αminT / (c * VINmin) (eq. 7)

A combinação da operação do controlador de alta frequência e o recente progresso em condensadores cerâmicos multicamadas (MLC) permite o uso de pequenas e não polarizados capacitores Cp. Certifique-se que Cp é capaz de suportar a dissipação de potência PCP devido à sua resistência interna (Rcp):

Pcp = Aamin * Rcp * IOUT² (eq. 8)

RSW, geralmente constituído pelo interruptor de resistência MOSFET dreno-fonte em série com uma derivação para limitar a corrente máxima, Ela envolve o seguinte perda:

Psw = Aamin (1 + fiel) RSW IOUT² (eq. 9)
As perdas Pr1 e Pr2 devido a resistências L1 interna e L2 são facilmente calculado :

PRL1 = Aamin² RL1 IOUT² (eq. 10)

PRL2 = RL2 IOUT² (eq. 11)

Ao calcular a perda devido a D1, prestar atenção a avaliar VD para a melodia de IL-1 + IL2:

PD1 = VD × IOUT (eq 12)

L1 é escolhido de modo que a sua ondulação corrente total (DIL1) é uma fracção (b = 20% ai 50%) a IL-1. O pior caso para β ocorre quando VIN é máximo, porque DIL1 é máxima quando IL-1 é mínima.

Assumindo β = 0,5:

L1min = 2 T (1-αmax) VINmax / IOUT (eq. 13)

Escolha um valor padrão próximo ao calculado para L1 e certifique-se de que satisfaz sua saturação atuais as seguintes condições:

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1 = + AaminIOUT 0,5 TαminVINmin / L1 (eq. 14)

O cálculo L2 é semelhante ao de L1:

L2min = 2 TαmaxVINmax / IOUT (eq. 15)

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2 = + IOUT 0,5 TαmaxVINmax / L2 (eq. 16)

Se L1 e L2 são enrolados no mesmo núcleo, você tem que escolher o maior dos dois valores. Um único núcleo obriga os dois enrolamentos para obter o mesmo número de voltas e, em seguida, os mesmos valores de indutância. caso contrário, as tensões entre os dois enrolamentos será diferente e Cp actuará como um curto-circuito para a diferença. Se as tensões dos enrolamentos são idênticos, gerar os mesmos gradientes de corrente e cumulativos. portanto, a indutância natural de cada um dos enrolamentos deve ser igual a apenas metade do valor calculado para L1 e L2.

Desde entre os dois enrolamentos há uma grande diferença de potencial, você pode economizar em custos por envolvê-los juntos na mesma operação. Se as secções transversais dos enrolamentos são equivalentes, as perdas resistivas diferem porque a sua actual (IL-1 a IL-2) diferir. A perda total, contudo, É inferior quando as perdas são distribuídos uniformemente entre os dois enrolamentos, por isso é útil para definir a secção transversal de cada um dos enrolamentos de acordo com a alimentação de corrente eléctrica. Isto é especialmente fácil de fazer quando os enrolamentos são feitos de múltiplas vertentes para contrastar o efeito da pele. finalmente, o tamanho do núcleo é escolhido para acomodar um muito maior corrente de saturação de (IL1 + IL2 + DIL1) a mais alta temperatura interna esperado.

A finalidade do capacitor de saída (CUSTO) Ele é a média dos impulsos da corrente fornecidos por D1 durante Toff. As transições atuais são brutal, em seguida, COUT deve ser um componente de alto desempenho, tais como a utilizada numa topologia flyback. felizmente, capacitores de cerâmica oferecem hoje um baixo ESR. O valor mínimo para COUT é determinada pela quantidade de ondulação (ΔVOUT) que pode ser tolerada:

CUSTO> = Aamin IOUT αmin t / ΔVOUT (eq. 17)

O valor de um capacitor produção real poderá ter de ser muito maior, especialmente se a corrente de carga é composta de pulsos de alta energia. O condensador de entrada pode ser muito pequeno, graças às propriedades de filtragem da topologia SEPIC. geralmente, CIN pode ser dez vezes menor do que COUT:

CIN = CUSTO / 10 (eq. 18)

Depois desta longa série de fórmulas que nos movemos para projetar um circuito real, fornecimento de uma potência LEDs com três pilhas de lítio inserie.
dados iniciais:

VINmin = 8,1 V

VINtyp = 11,1 V

VINmax = 12,6 V

por

Vout = 11,7V

Iout = 2 UMA

T = 2μS

MD = 0,42 V

Uma rodada de estimativas iniciais fornece os seguintes valores aproximados:

L1 e L2 = 22mH,

RL1 = RL2 = 39mΩ,

Rcp = 50mΩ

Rsw = 35mΩ.

Diagrama de uma fonte de alimentação SEPIC 24 W con LM3478

usando o’equação 2

(ARCH + VD) / VIN = a / (1-um) Ai =

para a primeira coisa que eles calcular os fatores de amplificação ideais Ai correspondentes ao VIN mínimo, típico e máximo, tal como 1,568, 1,144 e 0,968. Usando estes valores em’equação 3

Aa = [Vout + Vd + Iout *(Quem * RCP + RL2)] / [vinho- Ai(RL1 + RSW) Iout- RSW * Iout]

obter os valores mais precisos Aazz 1.735, 1.292 e 0.88 respectivamente. Os ciclos de trabalho correspondentes são derivados a partir de’equação 4

αzz Aazz = / (1 + Aazz), em que ZZ é min, typ o máximo.

venha 0,611, 0,533 e 0,492.

L2 corrente (IL2) 2A é igual à segunda’equação 5

IOUT = IL2

IL1 e varia de acordo com VIN. usando o’equação 6

IL-1 = * Aazz IOUT

Nós obter valores IL1 3,136A, 2,288A e 1,936A como VIN varia de mínimo a máximo.

Ficamos com um valor mínimo de Cp 3,5μF γ olhando = 4% nell’equação 7

Cp> IOUT * αminT / (c * VINmin)

A tensão nominal de Cp é deduzido’equação 1

(VCP)VIN =

Se a tensão de entrada não deve exceder 12V, um condensador de cerâmica avaliado em 16V 10uF deve ir. capacitores modernos MLC facilmente atender o PCR esperado de 50 M: e facilmente suportar a perda de poder de 400 mW deduzido’equação 8.

Pcp = Aamin * Rcp * IOUT²

Os seguintes parâmetros são calculados no pior caso, que é mínimo VIN:

A mudança de 33 H: deve dissipar 500 mW de acordo com a’equação 9,

Psw = Aamin (1 + fiel) RSW IOUT²

que permite que você escolha um transistor externo em um recipiente SOT223.

o equações 10 e 11

PRL1 = Aamin² RL1 IOUT²

PRL2 = RL2 IOUT²

perdas de danos 380 e mW 156 mW para L1 e L2. Verificamos aqui que a seção de cobre de L1 deve ser maior do que o de L2.

usando o’equação 12

PD1 = VD × IOUT

D1 para calcular a perda de potência 0,84 W, vemos que D1 é a principal fonte de perda. Por isso, é importante escolher um retificador eficiente, se não um retificador síncrono.

para L1, eu’equação 13

L1min = 2 T (1-αmax) VINmax / IOUT

Ele sugere um valor mínimo de 9,8μH, que é próximo do valor estimado de 22μH. Para um funcionamento normal com um valor L1 de 22μH , eu’equação 14

IL1sat>> IL1 + 0,5 ΔIL1 = + AaminIOUT 0,5 TαminVINmin / L1

Ele fornece uma corrente de pico de 3,14 UMA . Um dispositivo com uma classificação de 5A fornece uma margem razoável. Certifique-se de que D1 pode sustentar altas temperaturas impulsos de corrente igual à IL1 + Iout = 5,2 A e uma média corrente IOUT = 2A.

similarmente, eu’equação 15

L2min = 2 TαmaxVINmax / IOUT

Isso leva a um valor mínimo L2 de 12,4 mH. novamente, 22uH é um valor razoável. conforme’equação 16

IL2sat>> IL2 + 0,5 ΔIL2 = + IOUT 0,5 TαmaxVINmax / L2

L2 devem apoiar os picos de corrente de 2.2 UMA.

para ΔVOUT(Vout / 100) o 117mV , eu’equação 17

CUSTO> = Aamin IOUT αmin t / ΔVOUT

Ele diz que o capacitor de saída deve ser pelo menos 33μF(33) .

eu’equação 18

CIN = CUSTO / 10

3,3μF diz que deve ser suficiente para CIN.

Mantém-se a descrever apenas os três componentes típicos da LM3478 integrado utilizados para a gestão de fornecimento R1, R2 e R3, em conjunto com a resistência ao pino 7.

R1 e R2 de modo a formar um bloco subsequente desencadeia o transistor até que a tensão no pino divisor para o controle de tensão de saída 3 cai abaixo 1.25V

R3 sobre a necessidade de uma proteção de curto-circuito que flui em L1, os valores, o limite é estabelecido em cerca de 8A

A resistência ao pino 7 fixando a frequência de oscilação, o valor refere-se a um período total de 2US o que equivale a uma frequência de 500KHz.

Como pode ser visto, não é um projeto simples de um SEPIC mas os resultados finais são surpreendentes em termos de tamanho e circuito de simplicidade. No caso de você querer usar um único núcleo para ambos os indutores vai pela metade o valor da indutância dos enrolamentos individuais.

Fundamental para a operação é que as duas bobinas têm valor idêntico caso contrário as quebras provenientes diodo menos o valor médio dos pressupostos iniciais nulos nas duas indutâncias.

Com isso eu deixo com a esperança de ser de ajuda para alguém que está interessado neste circuito

Greetings Amilcare