d类放大器与最大功率可调从20W到300W

这是一个强大的类d放大器容易实现. 与现有组件设计, 它可以达到高达300W RMS的电源电压，可以从改变 +/- 30在 +/- 60V根据所期望的功率. 爬上组件的几个值超出了权力应重新审视, 对于消散的功率都最大工作电压. 我设置此限制，以避免图不必要地复杂, 由此增加了制造成本和总体尺寸.

这是一个放大器通道的完整图:

备件清单

类d的工作原理

这是一个自振荡类d放大器. 这提供了优异的性能由于从输入信号因变量频率. 每个放大器部分如下功能scolta的基础上描述的.

每个组件有为了限制了电路的复杂性超过一个功能并且因此成本, 这是连续简化的结果，从长期研究设计日期.

输入级

U1A是连接作为逆变器的运算放大器.

R1和C1形成具有的截止频率的高通滤波器 7 赫兹无用下降这样的频率低于. R1定义了固定增益和放大器的输入阻抗, R2a和R2b固定放大用公式

-(R2A + R2B) / R1

没有价值是关键, 你可以选择从10K的任何值到100K为R2.

C2与R 2一起形成从而降低了可能的高频噪声的低通滤波器.

其截止频率设置

FT = 1 / (6,28xR2xC2)

C2必须适于作为值R2的函数.

逆变器和集成

这是实际的反应的环.

C3消除了输出U1A的连续分量和再次形成与R 3的高通滤波器

总是用公式

1 / (6,28xR3xC3) = 3,4Hz.

C3可以从2.2uF的变化到10uF的没有问题.

C4是用来减少互调失真，可以生成积分器U1B. 其实, R8下降，通过该积分信号. 你可以忽略C4但, 这是频繁查看它安装在d类这种类型的电路的, 还, 倒有几分’ 振荡频率驱动器 (C4 = 1 nF的è255kHz, 这不是在330kHz).

R8共同指定如何积分阶段，R3增益.

增益为-R8 / R3.

除了150kOhms R8, 放大器变得不稳定. R 3是积分器的输入阻抗和相当低, 因此，它是从器U1a看到的输入级的值.

R4保护U1B在默认的情况下，. 其实, 如果饱和输出电压, 这相当于电源电位 (通过R8通过T1或T2给出).

R4形成分压器R8不限于 +/- 6在反相输入VDC的最大电压. R4可以通过连接到运算功率的两个1N4148二极管代替，但, 用单个电阻是最容易!

在正常操作, 输入电压的反相输入端上的波动 +/- 100 毫伏左右和R4是没用的 (放大器的运行不需要R4).

如果R4减少 (多达一千) 它增加了偏置输出. 积分行为恶化. 的一个供应 +/- 50VDC, 偏移输出在测量:

R4 = 10K: 6毫伏

R4 = 2.2K: 36毫伏

R4 = 1K: 71毫伏

据获得的，有利的是把可能的最大值为R4，但, 倒是一直考虑允许的最大偏移 +/- 10V于反相输入. 10ķ原来是一个很好的妥协.

C5是电容积分. 它的值极大地影响振荡频率 (运算放大器的d类心脏). 一个 +/- 50VDC被测量:

C5 = 220PF: 255千赫

C5 = 470pF的: 236千赫

C5 = 1nF的: 164千赫

在现实中, 在操作的频率有也 “缓慢” 该TL072, 从与它是由感觉内部电路年. 这就是为什么我们采用了以下300kHz的频率上限, 但足以让这个放大器, 标准TL072是一个很好的预算妥协, 具有足够低的噪声系数在音频和足够快用于特定用途的应用程序.

积分器输出电压是从进入三角波信号 + 1.0在 + 4.2C5 = 220PF V儿童.

电源的选择 +/- 9,1V是价值绰绰有余.

总收入

放大器的总增益由两个级联的个体扩增定义: 基于器U1a和积分放大器.

在R2 = 47K的情况下，放大器具有增益, U1A: -R2 / R1 = -47k / 22K = -2.14 (根据表变量)

增益补充: -R8 / R3 = -100K / 4.7K = -21,3 (固定)

放大器d的总增益是然后 -2.14 X (-21.3) = 45, 与这样的扩增在250W有效的输出获得 4 欧姆与输入标准信号 2 VPP或另外，我们还可以说， 0,707 VEFF.

晶体管电平转换器

晶体管 T3, 一个PNP允许 “转移” 积分器输出电压-Vcc. 其实, 通过电流 R5 它等于 (何罪基极电流), 流经电流 R7. 把 R5 = R7, 然后在R5和R7的端子处的电压是相同的. 我们便R7在同一个积分器输出电压, 减去的Vbe (约错误 0,6 V). 鉴于使用三角形形状的信号, 你并不需要非常快的开关晶体管. 其集电极电位变化不大，, T3在正常不饱和 操作有助于良好的线性度.

R6 这限制了可以在PIN1输入当前 (在) 该 IR2184 假定T3导通并且有一个饱和放大器U1B或默认潜在.

它的主要制约因素是至少支持 VCE = Vcc的 (60V). 选择落在经典 BCX42 (125V, 800毫安, 330毫瓦) 这个完美的使用.

功率晶体管的控制: IR2184

由分立元件的电路，其使这功能, 这将在整体尺寸和输出信号的失真方面已经远远更加昂贵，以及货币.

甲专用集成电路使得两个放大器MOSFET的非常容易控制, 我选择了 IR2184 (半桥驱动器) 国际整流器 . 这些MOSFET驱动与相位延迟约一个时间 0.4我们.

如果输入 在 (腿 1) 它是相对于0V WITH (腿 3 它是-Vdc), T2 它是, T1 它被阻止, 这确保了低的输出电平 (-VDC) 在最后的出口.

如果销势 在 它是3V和5V之间相对于针脚 WITH, T2被阻断, T1是上，但, 它可能会继续这样做只为 10 该 20 毫秒，因为它的控制是通过自举电容供电 C12. 如果IN永久地保留5VDC, T1和T2被阻断，并且系统不振荡. 晶体管的输出为0V (连接通过R4接地 + R8或扬声器).

的IR2184被馈送到 12 V (10V和15V之间是典型的值) 和消耗30mA左右的工作 250 千赫 两个晶体管 IRFB5620 来 “负载”.

D4 Ë R14 处理负荷 C12 (自举电容器). 运行此命令时，此电容器提供T1. T1可以继续这样做几十毫秒, 但它是足够了该放大器.

的IR2184必须定位非常靠近T1和T2.

应该预期特殊的赛道从不同的饲料，其是T2去脚 3 其销毁的IR2184价值, 出于同样的原因在两个电解 C7 Ë C8 此外，还必须安装尽可能接近到最后的T1和T2.

为了减少晶体管的开关损耗,使用组件 R11, R12, D1 Ë D2. 二极管允许MOSFET晶体管与栅极电容的快速放电快速打开.

该IR2184能够提供比当前更大 1一个 为此，. R11和R12提供了一些额外的停机时间, 从而避免了一个MOSFET进入导其他有禁令前的风险.

输出级

输出级由两个相同的n MOSFET晶体管T1和T2，并通过去耦电容器C7和C8组成. 晶体管的尺寸如下:

VDS =有 +/- 60电源V, 它必须是必须加入一个120V 30% – 40% 大约保证金.

然后, scelgo VDS = 200V.

ID = 15A (最坏的情况下VCC = 60V / 负载= 4 欧姆) 具有高ID到MOSFET的优点是所述的Rdson电阻低, 与随之消散 (导通损耗) 低. 然后, scelgo ID = 25A

它们应选择晶体管具有低栅极电荷Qg否则充电会花费更多的时间降解的最终信号和通过多的时间在所述线性区, 这将是有害的两大因素, 最后失真的增加和增加的操作温度.

基于这些原因，我选择 IRFB5620: 25200V的 60 毫欧 专为d类放大器.

输出滤波

在输出计算由下式的LC低通滤波器

L1 = RL X 1,41 / 6,28 架F

考虑到扬声器负载RL 4 欧姆F和必须是至少一对开关频率低于八度和至少一个倍频程的最大可再现频率我任意取为频率43KHz的值以上的滤波器的截止频率

应用公式，然后我

L1 = 4×1,41/(6,28×43000) = 20,95 uH容

我选择的标准值 22uH容 并重新计算与式的频率值

F = RLx1,41 / 6,28xL1 = 40,8KHz 仍然一个八度的相对于最大频率限度内.

对于使用容量来代替公式

C = 1/(6,28xFxRLx1,41) = 1/(6,28x40800x4x1,41) = 690nF

approssimerò，标准值 680nF的, 从现场试验添加电阻的 R13 与电容器串联 C14 线性化的扬声器的响应.

自动启动

如前所述, 如果输入 “在” 该IR2184是高静, T1和T2被关断 (C12被放电，同时将锁定D4).
你必须把几毫伏信号 (一点点的音乐) 所述放大器的输入以启动自激振荡.
在正常使用中的音频放大器的, 这不成问题. 此d类放大器是简单地 “在睡眠” 小音乐应激前.

动力

无论之间的双电压 +/- 30Vè +/- 60V

为了克服在两个顶端这些限制和底部必须被更换的电阻限制在恒定电流发生器齐纳. 剔除解决这种情况下，只是为了简化最终的架构, 阻力即使电源, 肯定比两个电阻器二极管和晶体管，其执行相同的工作体积较小.

值将被分配给R2到期望的功率

输入信号的奇偶是通过根据下表改变电阻器R2a和R2b的值能够得到期望的功率，而不改变其它的值，如果将被提供不是双电源电压.

实际实现

自从我开始做一个紧凑的电路我创建了两个不同的解开首先，让我作出一切必要的功能测试，并为那些谁爱超小型专业成就SMD元件最终调整分立元件.

以下为路由10厘米X6厘米的近似测量测试

侧部件和铜侧

然后，一旦一切都被校准和调整最佳操作我通过了最终版本的使用仍在剩余的谨慎集成的SMD功率元件.

我一直没能进一步减少为两个电解电容和线圈的大小体积非常庞大的项目.

尽管这样，最终的测量已经降低到99mmx43mm测量10厘米侧由翅片的大小给定的和下面将不能够下降不太增加的操作温度.

如果我们考虑，但是，在这样的带材裁剪它进入一个放大器可以提供到300W有效的负载 4 欧姆值得注意的是.

Amilcare问候