Uso e abuso do IR2153 para alimentadores de até 1,5KW

Este item será considerado no manual IR2153, ou melhor será teoricamente apresentada como uma base para a construção de várias fontes de energia de impulso. IR2153 É um condutor de alta tensão com um oscilador interno. Permite realizar fontes chaveadas potência até 1,5 kW com base em um de circuitos semi-ponte, com circuitos mínimo.

Dado que falam no artigo IR2153 e no título são também modelos actuais IR2151 e IR2155 ho

fez uma tabela que destaca as principais diferenças,

eles são intercambiáveis ​​até que as potências envolvidas não são elevados, mas até que estão abaixo 300W nada impede que você indiscriminadamente usar um dos três, Se você não quer correr o risco de você ainda deve obter o mais forte IR2155.

No artigo também eu explicar o que essas diferenças e quando usar um modelo no lugar do outro.

 

Há duas versões do mesmo integrado, eles diferem apenas na presença de um díodo para a tensão de impulso:

Diagrama de blocos do IR2153

diagrama funcional IR2153D com díodo interno D1

A figura seguinte mostra a etapa de entrada consistem em três amplificador operacional e do flip-flop SR:

No começo eu não tinha notado, ragionandoci alguma confusão mental desapareceu e eu percebi onde eu tinha visto um circuito semelhante, transforma voltas, mesmo a uma distância de 50 anos continuar a usar 555!!

Diagrama de blocos do 555

Inicialmente, quando você aplicar C1 tensão é descarregada e a entrada inversora do amp-op é zero, e a entrada não-inversora não tem uma voltagem positiva fornecida pelo divisor resistivo. O resultado é que todos os três têm a tensão de saída em nível lógico um.
Uma vez que a entrada R é activo com nível zero tem nenhuma influência sobre o estado de saída, mas na entrada S irá definir a saída Q do flip-flop que C1 começa a ser carregado através da resistência R1.

O curso da tensão em Ct é mostrado pela linha azul, vermelho na tensão de saída OP1, verde na saída de Op2, Rose, a saída Q do flip-flop e a mostarda saída Q negado.

Assim que a tensão em Ct excede 5 V a saída OP2 Ele vai a zero, continuar a carregar C1 a voltagem atinge um valor ligeiramente mais elevado do que na 10 Volt e desta vez vai a zero a saída do OP1, que por sua vez leva a zero a saída Q do flip-flop. A partir deste ponto C1 começa a descarregar através da resistência R1, e, logo que a tensão sobre ele vai ser um pouco menos de 10V l'uscita Op1 retorna ao 1. Quando a tensão no capacitor Ct torna-se menos 5V uscita de Op2 irá repor o flip flop e reiniciar o carregamento Ct.

No chip existem dois módulos adicionais UV DETECTAR e LÓGICA. O primeiro deles é responsável para permitir o processo de carregamento de C1 apenas a partir de uma certa tensão de alimentação e gera o segundo impulsos de atraso, que são necessárias para evitar que as duas extremidades são condutor ao mesmo tempo por um curto-circuito na fonte de alimentação através do andar de potência.Em seguida, há uma divisão de níveis lógicos para o convés médio e superior para o inferior.

Considere o regime simplificado típico da IR2153:

I pin 8, 7 e 6, respectivamente, são a saída VB, HO e VS, que é, gerenciamento de energia ramo superior (VB), pilotagem da fase final (HO) e o negativo do ramo superior do módulo de controle (VS). Deve-se atentar para o fato de que quando o ramo inferior está ativo, o diodo D1 começa a carregar C3 fato com T2 em condução, o condensador é praticamente ligado à terra.
Uma vez que as saídas alterar isolados T2 estado , e HO através T1 entra em condução. Neste ponto, a tensão no VS começa a aumentar até o nível de poder global positivo, dado que T1 sob estas condições tem uma resistência de décimos de ohms.

Verifica-se que a manutenção do transtor realização exige uma tensão de porta, pelo menos 8 volts mais elevada do que a tensão de alimentação, Ele fornece precisamente C3 carregado 15 volt, permitindo-lhe manter T1 condutora, graças à energia armazenada nele quando T2 foi condutores graças a D1. Nesta fase, a mesma não permite diodo condensadores para descarregar sobre a mesma fonte de alimentação.
Assim que o pino do controle dos impulsos 7 termina o transistor T1 abre e fecha em seu lugar T2, novamente o carregamento do condensador C3 para uma tensão de 15 V. O valor C3 depende muito do tempo em que T1 é condutora. Você deve evitar o uso de eletrólitos para operar freqüências acima 10KHz, Considerando que essa Ic é capaz de operar a partir de 10HZ um 300KHz.

Trabalhando virtualmente a partir 40 e 80KHz através do uso, seria suficiente capacidade de energia 220nF , para ter certeza que você escolher o valor de 1uF. A frequência do oscilador, Pode ser determinada a partir deste gráfico nos dados do integrado, por conveniência Estou anexando uma cópia.

Escolhendo um MOSFET adequada

Na tabela abaixo eu resumiu as características do MOSFET mais usado que eu encontrei em torno desta integrada. Um útil no caso de você tem que olhar para o equivalente em caso de rupturas, peneirar na tabela, podemos escolher entre os modelos em nossa posse que, embora não precisamente equivalente correr bem de qualquer maneira.

Ele pode ser usado para o projeto de alimentação a partir do zero.

Cálculo da resistência portão relativa

Como é conhecido, as propriedades dinâmicas de um transistor de efeito de campo não são caracterizados de forma mais precisa pelo valor das suas capacidades parasitárias, mas a partir da carga total do porta-Qg. O valor do parâmetro Qg é matematicamente interligados por uma corrente de impulso com a porta do transístor de comutação, permitindo assim que o desenvolvedor para calcular corretamente o nó controle.
Tomemos por exemplo os MOSFETs IRF840 muito comum e presente na tabela.

Com um Id corrente de dreno = 8 UMA, tensione una dreno-fonte VDS = 400 V e uma tensão de porta-fonte Vgs = 10 V, é a carga portão Qg = 63 nC.

Deve ser especificado que, com o mesmo Vgs, a carga portão diminui com um aumento do ID de corrente de dreno e com uma diminuição na tensão VDS, nos cálculos visto que ambas as tensões são constantes para uma boa tomar o valor fornecido pelo fabricante, pequenas alterações não afetam o resultado final dos cálculos.
Vamos calcular os parâmetros do circuito de controle, desde que é necessário para atingir o momento de activação do transistor tonelada = 120 ns. Para fazê-lo, a corrente de controle de motorista deve ter o valor:

Ig = Qg / tonelada = 63 X 10-9/ 120 x 9/10 = 0.525 (UMA) (1)

Quando a amplitude dos impulsos de tensão de controlo no portão Vg = 15 V, a soma da resistência de saída do condutor e a resistência do resistor de limitação não deve exceder:

Rmax = Vg / Ig = 15 / 0.525 = 29 (Ohm) (2)

Nós calculamos a resistência de saída na saída cascata do driver para o chip IR2155:

Ron = Vcc / Imax = 15V / 210ma = 71,43 ohm
Roff = Vcc / Imax = 15V / 420ma = 35,71 ohm

Levando-se em conta o valor calculado de acordo com a fórmula (2) Rmax = 29 Ohm, concluímos que a velocidade especificada do transistor IRF840 Ele não pode ser obtido pelo IR2155 motorista. Se no circuito de porta, um resistor Rg é instalado = 22 ohm, o tempo de ignição do transistor é definido como se segue:

REON = Rg + Rf, pomba

RE = resistência total

Rf = a impedância de saída do condutor,

Rg = resistência externa no circuito de porta do transistor de potência

Reon = + 71,43 = 93,43 ohm;
Ion = Vg / RE, pomba

Ion = a corrente de comando

Vg = valor da tensão da porta de controlo

Ion = 15 / 93,43 = 160mA;
tonelada = Qg / Ion = 63 X 10-9 / 0,16 = 392 nS
O tempo de sono pode ser calculado com as fórmulas acima referidas:

REoff = Rf = + Rg 35,71 + 22 = 57,71 ohm;

IOFF = Vg / Reoff = 15/58 = 259mA

Toff = Qg / IOFF = 63 X 10-9 / 0,26 = 242nS
Para obter o valor do tempo real é necessário adicionar o tempo que emprega fisicamente o transistor para passar de uma fase para outra e que é 40ns para o, na condição, e 80ns para que será fora do tempo real

tom 392 + 40 = 432nS, e Toff 242 + 80 = 322nS.

Agora ele continua a ser determinado se um transistor de potência terá tempo para fechar completamente antes da segunda início para abrir. A fine tal, somarmos Ton e Toff para obter 432 + 322 = 754 nS, equivalente a 0,754 uS.

A partir dos dados mostra que o tempo morto o IR2151 não pode ser usado como ele é 0,6 uS.

Na folha de dados diz que Deadtime (gorjeta.) Ele é fixo e depende do modelo, mas há também uma figura muito embaraçoso da qual resulta que tempo morto é o 10% da duração do impulso do controle:

Para dissipar dúvidas, Eu fiz alguns testes com um osciloscópio de dois canais em um circuito básico para ver o que saiu, a curiosidade de uma criança para as coisas para mim não é o new've nunca perdeu, este é o resultado:

O poder era 15 V e a frequência era 95 kHz. Como você pode ver na fotografia, com uma varredura 1 uS, a duração da pausa é um pouco mais de uma divisão, que corresponde exatamente 1,2 uS. Além disso, a redução da frequência pode ser visto como segue:

Como você pode ver na foto à freqüência de 47 kHz, o tempo de pausa é praticamente inalterada, em seguida, a parte que diz que o tempo morto (gorjeta.) 1,2 MS é verdadeira.
Uma vez que os circuitos já estavam funcionando, era impossível conter outro experimento, diminuindo a tensão de alimentação para assegurar que a frequência do gerador de não aumentar. O resultado é a seguinte imagem:

contudo, expectativas não foram justificadas, em vez de aumentar a frequência eu testemunhei sua redução, Felizmente, porém, a variação é inferior a 2%.

Valores insignificante considerando uma mudança na oferta de mais de 30%. Deve-se também notar que o tempo de pausa é ligeiramente aumentada. Este fato é muito bom, quando a tensão de controlo diminui ligeiramente alterar a abertura e fecho de tempo os transistores de potência e aumentar a quebra de, neste caso, é muito útil.
Note-se que UV DETECTAR com a sua função, bloqueia o oscilador em caso de excessiva redução da fonte de alimentação e, em seguida, reactivar o chip quando ele ultrapassa o nível mínimo.
Agora, de volta ao nosso exemplo, com o resistor de portão 22 Ohm fecho e abertura ainda está 0,754 uS con IRF840, este valor é menor do que a pausa 1,2 nos, típico do próprio chip.
assim, com o IR2155 e IR2153 através das resistências 22 Ohm pode controlar IRF840, mas certamente IR2151 será descartado, bem como muito baixo tempo morto porque os transistores precisam estar cientes de 259 mA e 160 mA, enquanto o IR2151 tem o valor máximo é 210 mA e 100 mamãe. obviamente, é possível aumentar a resistência instalado na porta do transistor de potência, mas neste caso há o risco de ir além do tempo Morto.
Para reduzir o ruído de comutação dos transistores de potência na comutação de alimentação utiliza um resistor de derivação em série com um condensador em paralelo com o enrolamento do transformador. Este nó é chamado de amortecedor. A resistência do intervalo de supressão é seleccionada com uma avaliação de 5-10 vezes maior do que a resistência de drenagem de fonte do MOSFET.

A capacitância é determinado pela expressão:
C = TDT / 30 x R
TDT é o tempo fora do transistor superior e inferior.

Com base no facto da duração da quantidade de transição para 3RC, deve ser 10 vezes menos do que a duração de TDT.
O amortecedor retardar os momentos de abertura e fecho das flutuações da tensão de controle do FET no que diz respeito à sua porta e reduz a taxa de variação de tensão entre o dreno e a porta. Como resultado, os valores de pico de pulsos de corrente impulsivos são menores e sua vida útil é mais longa. Quase sem alterar o período de turn-on, o circuito de amortecimento reduz significativamente o FET fora do tempo e limita a interferência gerada espectro, você pode encontrá-lo na posição tirada indifferemtemente ou diretamente em paralelo com o enrolamento do trasgormatore, as diferenças entre as duas configurações são tão marginal que pode ser considerado intercambiável na prática.

Aqui estão alguns padrões práticos visto ao redor.

Em quase nenhum dos seguintes esquemas do número de bobinas em transformadores é indicado porque eles devem ser calculados de acordo com as características do próprio transformador e também porque na maioria dos casos, os padrões que eu encontrei não é especificado.
A fonte de alimentação de comutação mais fácil com IR2153 É um transformador electrónico com funções mínimas:

no esquema 1, não há nenhuma função extra, e o secundário é formado por dois rectificadores de energia bipolar constituídos por um par de diodos Schottky duplas. A capacidade de 220 uF saída da ponte é calculada com a fórmula empírica 1 uF por watt sobre a carga. Neste caso, ele é usado para um amplificador estéreo 100W por canal. O 2u2 dois condensadores no primário do transformador são colocados na gama desde 1 um 2u2 .

O poder depende do núcleo do transformador e a máxima corrente dos transistores de potência e, em teoria, pode chegar 1500 watt. na prática, neste esquema que depende da corrente máxima do transistor de temperatura STP10NK60Z, a corrente máxima de 10 UMA Se você tiver apenas 25 graus. Quando a temperatura do sal de silício 100 graus é reduzida a 5,7UMA, e falar sobre a temperatura do silício, em vez da temperatura do dissipador de calor.
Assim, a potência máxima deve ser escolhido de acordo com a corrente do transistor dividido 3, se você alimentar um amplificador de potência e divididos por 4, Se se alimenta uma carga constante, tais como lâmpadas incandescentes.
Dito isto, você pode teoricamente alimentar um amplificador

10/3 = 3,3a 3,3a x 155V = 511W totali.

Para uma carga constante 10/4 = 2,5 UMA 2,5 Um x 155V = 387W.

A partir de cálculos é feita referência para uma tensão fixa 155V, de onde vem esse valor? Ele é derivado a partir da tensão eficaz no condensador de suavização à potência máxima, o valor é empírica, mas, Não é muito diferente do valor real e nos permite simplificar nossas vidas sem muito grandes desvios da verdadeira.

Em ambos os casos, um rendimento de teoriza 100%, que não pode ser alcançado .

também, querendo obter a potência máxima de 1500W dada a necessidade de 1 uF da capacidade de fornecimento de energia primária para cada watt de potência na carga, Ele precisa de um ou mais capacitores para chegar 1500 uF Total e para carregá-los deve ser um soft-start, a fim de não pular o contador em cada switch.

maior poder e proteção em corrente no seguinte esquema 2:

Isso é implementado por uma protecção contra sobrecargas graças a um transformador de corrente. Na maioria dos casos você usa um anel de ferrite com um diâmetro de 12 uma 16 milímetros, em que são envolvidos por 60 uma 80 bobinas bifilares de diâmetro fio isolado 0,1 milímetros. Para formar uma derivação central do enrolamento para o secundário. O enrolamento primário é feito por enrolamento de uma a duas bobinas, às vezes por conveniência também faz uma volta e meia, quando se trata em função diminui a potência do circuito integrado causando, graças às proteções internas parando a condução da final. Uma vez eletrólito scaricatosi SCR desliga e reformas o direito de devolver o poder para executar o regulares finais.
duas resistências 62K em paralelo permitem alimentar o integrado com uma boa excursão de alimentação primária (180 … 240V). A fim de não sobrecarregar o diodo zener interno se utiliza um externo de 1,3 W um 15 V.
Um circuito adicional com base em torno do transistor inferior permite um início gradual com menor frequência, até que a carga completa em ± 80 V de capacitores 1000 uF.

Com o divisor 330K-4k7 e os diodos ligados a ele é carregado inicialmente a partir da electrolítica 4U7, uma tal tensão de porta no transístor que aumenta a capacidade do oscilador, apenas o tempo suficiente para carregar os capacitores também sem sobrecarregar o ferrite transformador.

Após este tempo, a ilha transistor e integrado de volta para funcionar no seu freqüência de operação.

A presença de uma rede de amortecedor elimina uma boa porção de alimentador desordem causada.

Uma outra forma de realização da fonte de alimentação de impulsos capaz de proporcionar para a carga 1500 W contém um sistema de arranque suave para a fonte de alimentação primária enquanto o secundário tem uma protecção de sobrecarga, também cria-se uma tensão para a ventoinha de ventilação forçada da aleta de arrefecimento. O problema da rápida desligamento do MOSFET é resolvido por meio de dois transistores BD138, eles descarregar a capacitância de porta do MOSFET com extrema simplicidade.

Tal sistema permite a utilização de elementos relativamente potentes quanto IRFPS37N50A, SPW35N60C3, para não falar e IRFP360 IRFP460 sobre.
No tempo da tensão de ignição primário na ponte de diodo chega através do resistor 360 Ohm, uma vez que o relé está aberto. também, a tensão através da resistência 47k Ela é aplicada ao chip, simultaneamente através das duas resistências 33 e da 360 que se referem ao terminal de ventilador e a bobina de relê. Com eles, o capacitor é cobrado gradualmente a partir de 100uF Uma vez que a segunda parte da bobina de relê é parte de um díodo de Zener e do SCR logo que esta tensão atinge 13V Ele irá acionar o scr que vão animar o relé. Aqui você tem que lembrar que o IR2155 já começa a operar com uma tensão de cerca de fornecimento 9 V, em seguida, após excitação do relê já funciona através da geração de impulsos de controlo para dirigir o primário.

Pilotar que ocorre com potência reduzida visto que com a retransmissão aberta passa através do resistor 360. É essencial que truque para limitar a corrente de carga dos capacitores de filtro de alimentação secundárias. Uma vez que a bobina de relê é activado pelo tiristor seus contactos shunt ambos os resistores limitadores.
No transformador é proporcionado um outro enrolamento para o fornecimento da ventoinha de arrefecimento (VENTILADOR), a sua resistência, com uma limitação de corrente.

Ultimamente, foi necessário um estabilizador de baixa tensão, mas começando a partir de uma tensão de arranque elevado, a abaixo é uma solução elegante para este problema, o MOSFET T2 é explorado como se fosse um diodo, quando você subir as tensões encontrar diodos rápidos que suportar altas correntes são certamente mais caro do que um MOSFET comum.

o esquema 5 usando o IR2155 para um circuito impulsionador de tensão. Neste esquema, o controlador de altura está ligado à tensão de alimentação:

Tal como na concretização anterior, o fecho dos transistores de potência é feita com os dois BD140. Inicialmente parte da extremidade da bateria de automóvel com a 12V e, em seguida, alimentado tensão estabilizada em 15 V através dos diodos da supressão extra-tensão, a resistência limitadora e Zener estabilizar a tensão do fornecimento integrado.
Não está presente no diagrama existe um interruptor térmico para ser fixado nas aletas, ele irá parar a tensão REM desligando a integrada. Estes diodos deve ser rápido série SF16 rápido, HER106, etc.

Com isso eu acho que eu ter esclarecido muitos aspectos desta família de integrados, mas como um último deleite, coloque o adaptador que eu uso para meu amplificador 200+200W, realizado com um transformador recuperado de uma fonte de alimentação PC salva de aterro.

Além Unica não está presente na rede de um amortecedor de diagrama e composta de resistência 100 Ohm com um capacitor série de 100 pF em paralelo para cada diodo no secundário.

Tal modificação posterior, também o torna adequado para amplificadores lineares clássicos.

Em que há um arranque suave de um filtro EMI e uma protecção de absorções excessivas, muitos dos componentes passivos são o poder original, por que procurar outro lugar para o que eu tinha na mão?

Eu deliberadamente não explicar este último esquema para ver se o que foi dito no artigo realmente bom para alguma coisa.

Greetings Amilcare