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動作原理

最初のIGBTサイリスタは、電圧指令をオンにすることができるように変更されました. サイリスタとMOSFETトランジスタのBJT等価回路はNPNトランジスタのコレクタとエミッタとの間に追加され検討 (下側トランジスタ). MOSFETのゲートは、この場合にはなりました IGBTゲート, サイリスタのゲートだったもの、それはもはや使用され、一方、.

ゲートとカソードとの間に外部電圧を印加することにより、サイリスタをトリガ, それは、PNP電流によって呼び出されるよう, 今度はNPNのベースに電流を送り、全体が自立に運ばれます (ラッチ). ラッチ, サイリスタのための通常の, ここでは、不要です, あなたはIGBTを制御したいと思うので、両方に始めます, 単にゲートに電圧を除去することにより、, MOSFETのように、. 電流の増幅特性を持つNPNトランジスタを作るために試みられています (時間_FE) 故意に見掛け倒し, ラッチにそれが困難になるように. 見掛け倒しの手段はるかに低いゲインのために 1, 可能な限り低いです: この措置にもかかわらず、, 多くの場合、ラッチがとにかく起こることが起こりました. 具体的には, これは、過酷な条件での頻度が高かったです, 短絡等: コンポーネントは、それをオフにする可能性なしにトリガーしたまま, そしてそれは、その破壊を意味しました.

アレンジメント 2 BJT NPN E PNP all'interno dell'igbt (サイリスタと同等の接続)

次に、それを全てNPNトランジスタで削除されます, IGBTなることで, それが現在であるとして、, PNPとMOSFET間のダーリントン構成. 得られたデバイスは、代表的なスイッチングMOSFETとBJTランの低損失の大きな速度を有しています.

IGBTの進化の概略 そのグラフィックシンボル

導通IGBTをもたらすためにゲートとカソードとの間に電圧を印加し、維持する必要があります, そして、シャットダウンのためにそれを削除します, トランジスタを指令する方法: しかし、ここでのパイロットが緊張状態にあります. 3つの外部端子は、名前が変更されました, BJTに類似性のために: 陰極で エミッタ, アノードはなっていながら、 コレクター. インクルード ゲート その残りました, 内部的には、異なる接続されています.

以下では、IGBTの過渡的なパワーオン時とオフ起こる現象を解析します: 研究では、チョッパーの構成やインバータレグの両方に有効です。, 誘導負荷と. このようなイベントの間にあり:

• オンにする: 点火 (瞬時過電流の問題)

• ターンオフオフ (過電圧問題, 現在のキューの現象).

誘導性負荷のIGBTのスイッチングに関連した波形は、以下のように図式化されています.

図式過渡点火 (オンにする) オフ (消す) dell'igbt.

門を操縦

ゲート上の簡単な電圧のアプリケーションがコンポーネントの導通を制御することを言われています, しかし、これは本当です ソロ政権. 彼らは実際には、必然的に存在しています 寄生容量 ゲートとコレクタとエミッタとの間: これは、必然的にこれらの他の二つの端子から酸化物層によって分離されています. それから, このコマンドを与えるたびに, あなたはこれらの機能を埋めるか、空にする必要があり: 私はすぐに行いたい場合, スイッチング時間とそれに関連する損失を最小にします, これを使用する必要があります 強い流れ, でものための 10 A. ゲートでこれらの電流を送信するには, また、唯一の切り替え間隔に制限, それが採用 一対のトランジスタ 補完的な対称性でBJT (NPN + PNP), 堅牢なカット. 問題を作成する手段を決めていない方法で、ゲート駆動を与えます, あなたは、IGBTの禁止を制御したい場合は特に. L IGBTは、古典的な単相インバータブリッジの足に挿入考えてみましょう. ゲートからわずかな電流を想起 (これは: 100 ミリアンペア), IGBTは、しかし、interdirsiする傾向があります, 負荷電流, オーミック誘導性であります, 彼は、上のフリーホイールダイオードに強度のために行く必要があります.

そのようなダイオード, ではないが瞬時に, 十分な速さを実行するための移動 (これは、高速タイプのものであり). 何心配されることはあり 高電圧誘導体 (dv / dtの) この再循環電流によって課さ: それは、寄生容量Cに渡すん_GC (ゲート - コレクタ) それに等しい電流がゲートでに頼っていました.

寄生容量を流れるこの電流はIGBTを駆動するために行きます, 誘導された一定の電圧を維持すること, とともに 伸長 かなりのスイッチング時間.

門と寄生パラメータを操縦

それはまたことを考慮しなければなりません, 寄生容量に加えて、, 彼らはまた、存在しています 寄生インダクタンス ゲート制御回路で, 機能やトリガーと共鳴することができ 変動 ゲートの電圧で. これらの振動, ミュートいえ, 彼らは、IGBTを再燃することができ、高いピークを有することができます, それはしゃっくりにオフになりますように, スイッチング損失が大幅に増加して. 逆に, 点火指令へ, 振動はゲートを提出することができます 高い電圧 内部シリコントローチからそれを分離酸化物の層によってそれら我慢します.

ゲート電圧に, 不確実なコマンドを使用して、

これらの理由から常にあります ダンピング抵抗 セリエアルゲートで, それは多くの場合、点火指令およびシャットダウンのために異なっています. これはすべき 同じ上の抵抗損失の間の妥協を選ぶこと (Rのバッサ) そして、スイッチング損失を低減するために必要なダンピング (高R), データシートによる値. 説明注意事項とゲート電圧のかなり急速な降下を得ることが可能です, OFFコマンド: これは、「わずかな降下を提示しますステップ」, コマンドが十分に決定されなかった場合、それは非常に顕著になること.

過電圧を制限するための対策

パワーデバイスは、すぐにオフにした場合, 分散のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、スイッチ静的で消費され. これは、デバイス間で過電圧が発生します. デルタ過渡電圧振幅は、分散のインダクタンス値および電流の導関数に正比例します. 限界に過電圧が漏れインダクタンスを低減する必要があります.

• 適切なレイアウト電流転のによる分散の寄生インダクタンスの制限 電流による転への漏れインダクタンスは、これらが実現されている方法によって異なります; 特に彼らの長さに比例することに留意されたいです, そのため、限定すべきです. 別の好都合は、銅シートを重ね合わによって転を実現する上で構成され、互いに絶縁します, 非常に小さい面積をなすループを作成すると, しかし、長い電力線の種類を, これに小さなインダクタンスを対応.

• 低インピーダンスの直列コンデンサを経由して過電圧の制限は、IGBTの端子を配置します ブリッジインバータにIGBTのオンオフスイッチングを参照, 負荷電流がフリーホイールダイオードに行く傾向があることがわかります.

また、寄生インダクタンスを考慮に入れる必要があります, かなりの, 彼らは、同じIGBTの電源転接続を持っています, それは、通常のモジュールであります, だけでなく、インバータの電源バスの全体直流にわたって分布し. これらのインダクタンスの存在は、IGBTに過電圧が発生します (V上_EC ) また、寄生容量が存在すると共鳴して振動します.

コンデンサの適切な挿入は、下流漏れインダクタンスを「見る」とコンデンサ自体の上流IGBTを防ぎ, 静的にできるだけ近くにコンデンサをインストールすることをお勧めします

Aと フィルタ・コンデンサ 電解タイプ, その大容量, このような過電圧の最初の減衰として働くことができます: また、しかし、それはシリーズのLを提示します. そのためでしょう; 便利なユニークな断定ありません, ミリアンペア 並行して、より, ように、全体的な直列インダクタンスを低減し、適切な電荷の移行を介しIGBTにサージ電圧を吸収し、それらを可能な作ります. でも、その接続IGBTは、しかし、低インダクタンスでなければなりません: 従って、それらは、できるだけ近くにする必要があります, 前方導体とリターンの間に小さな面積を提供します, 同様に渦電流によって形成されたループが可能最長であることを確認します. これを達成します, 考慮にコンポーネントの物理的寸法を取ります, 唯一の方法は、銅板を使用することです, 端子に直接接続していること. 2枚 (行き + リターン) それらは、ポリプロピレン又はマイラーの薄い層によって互いに分離されています, あるいはガラス繊維 (1 ミリメートル) 高電圧用; 彼らは、連結ボルトのための適切なスクラップを提供しています. さらに、寄生インダクタンスを低減するために、, 時々、彼は別のコンデンサを置きます, ディメンションを含む能力の低下, 直接IGBTの端子に. あなたは、このようにテンションピークの減衰を得ています.

IGBTの現在の転

スナバによるサージの制限

スナバは、パワー素子に応力を低減するために使用される付加的な回路であります. スナバの目的は、移行を改善することです, 抑制過電流, 過電圧, または電圧と電流の誘導体を向上させます. スナバはターンオフフェーズにおける図のサージを減衰します, 相対的なスイッチング損失を低減. スナバコンデンサのIIは完全にターンネットを排出し、オフネットリロードされます: これは、ターンオフ時のdv / dtがsull'igbt削減します, 1つのソフトスイッチングが可能で、損失を低減.

スナバRCD

制限は、クランプで急増します

IGBTを保護するために一般的に十分ではない電解コンデンサの対策, したがって、それは別の保護が必要になります, 本 クランプ回路 (フィクサー). クランプは、IGBTに並列に接続されたコンデンサで構成され, しかしマニホールドに関しては、高速ダイオードを経由して. そのようなコンデンサはまた、正の電圧Vに接続されています。_CC 抵抗を介して, それは、この電圧値に負荷を保持していること. 電圧Vの場合_EC supera V_CC, クランプダイオードが導通してセットV_EC コンデンサのそれに, オッシアとV_CC, 再循環ダイオードを実施するのに十分な時間dell'iverter, その問題を解消. クランプの介入後, しかし、再循環ダイオードの導通前, 電圧が上昇する傾向があるので、; 負荷電流の一部は、クランプコンデンサに終わるに行きます: なければならない3つのセキュリティコンポーネントのため、正確な寸法. クランプ・ダイオード, コンデンサだけでなく、, 彼らは実際には並行して、いくつかのコンポーネントで構成されています, 両面プリント回路基板上に実装, また、保護されるべき非常に近いIGBTの端子に取り付けることができるように.

クランプ回路とその動作

過電流および不飽和化に対する保護の問題

IGBTはヒューズによって事実上improteggibiliです: 介入するヒューズのために必要な時間で, 部品の接合は、すでに取り返しのつかないほど破損します. そして、電流制限のために必要な信頼性の高いシステムの強さについて. 保護回路を実現するには、保護回路の効率を最大化するいくつかの条件を考慮に入れると、それは他の回路への影響を最小限に抑える必要があります. 他の機能を犠牲にすることなく、必要なセキュリティ機能を得るために、, の回路 保護必見, できるだけ, 以下の条件を満たしています. まず、保護回路はIGBTをオフにする必要があります, それが破壊する前に, 彼らはの労働条件を尊重するために来るたびに デバイス. さらに, 故障の最大電流を制限し、大電流が循環するときに、デバイスおよびシステム全体に応力を低減しなければなりません. 最大故障電流の制限がない場合IIデバイスは、より迅速に不活性化されなければなりません.

電流トランスデューサの概要は、パワーエレクトロニクスで使用することができます

現在の監視は、適切なトランスデューサーを使用する必要があります, など:

– シャント

それはあなたが測定したいということを通じて電流が流れる導体と直列に挿入されることが知られている値の抵抗で構成されてい. 現在のII値, DCまたはAC, これは、間接的にシャント抵抗の両端の電圧を測定することにより、オームの法則に従って計算されます. 但し, この変換器は、電源回路と測定の間にガルバニック絶縁を持っていません。. さらに, シャント電圧のレベルがグラウンドに浮遊しています. 故に, その使用は、容易に実用的ではありません.

– TA

の (アンペロメトリー変圧器), 電流測定の誤差を最小化するために必要な予防措置で実現測定変圧器であります. これは、2つの回路間の電気的絶縁を確保します, それは、測定される電流の継続的な構成要素に敏感ではありません.

– ホール効果センサ

唯一の他のソリューション, 現在の連続成分を測定することも必要であると仮定されています, それは使用することです ホール効果センサ. このセンサは、半導体材料の小さな指で, その中では、定電流Iをスライドさせます. A 90 現在で度, センサーは磁気誘導Bのフィールドでヒットしました, 別の階にしばらく, A 90 以前の両方を持つ度, それは電圧に比例しを検出します, 定数による, 誘導Bは、電流I.

電流センサホール効果の原理図

磁場Bは、成分を流れる電流によって生成されます, これは、磁気結合によって検出されます (小さなトロイド), そして、この1の範囲は、コンポーネントの現在に戻り. ホールセンサは、DC成分に敏感であり、測定される直流電源回路に接続されないという利点を有します.

サージ保護および不飽和化

– アナログ瞬時電流制御

最初の問題は、変換器を介してIGBTに流れる電流を検出することです. 電流信号は、閉ループ制御のために使用されます, PID (比例積分微分) またはヒステリシスタイプ (オンオフ).

– 検出およびIGBTを遮断することによって、過電流制限

レギュレータ, 所定の実効値の正弦波に似た負荷電流を維持することに加えて, いずれにしても必見, 現在も瞬時、最大許容電流を超えた場合, すべてのIGBTの即時停止を指示します. このシャットダウン状態は時々、ネットワーク期間のためのものです, それは、多くの場合、外部からさらに順位まで意味します, 安全のために.

– IGBTの非飽和の状態をチェックします (V CEの監視 )

ホール効果検出器は、IGBTと直列に配置されていないことに注意してください, しかし、インバータの負荷と直列に. これIGBTは、この現在の金利負担なしスタークオーバーヘッドである場合があるかもしれません. 例えば、IGBTの1つが, 障害へ, それは永久的な短絡になり、何が検出されません, 同支店の他のIGBTの電源はDCリンク短絡であります, 近くにいた人たちに全体コンバータと危険のために破壊的な影響を持ちます. この障害は、負荷を伴わないため、電流センサによって検出されません. 故に, 障害がメソッドへの電流変換器の上流に発生した場合、上記の例示もはや有効ではなく、IGBTの不飽和化を制御する必要があります. この方法では、Vを監視することにあります_EC. 実際、, 短い間、回路全体の電圧は、IGBTおよびVの指導者に発生しました_EC 発散のDAL「低オン電圧」, 電源電圧に向けて保護回路は、そのための電圧を検出する必要があります V_EC そして、基準値とを比較します. 参照が超過した場合, バルブ制御回路に制御ロジックが介在, シャットダウンおよびその後の電力抑制を必要とすることにより.

との電流レギュレータを統合する必要があります コレクタ・エミッタ間電圧監視 各IGBT間: 以上の増加 2 この電圧のV, IGBTは、オン状態にあるとき、, これは、可能性障害の症状です. この現象はまた、ゲートを駆動するトランジスタのペアの障害を発生する可能性があります, それは、ほとんどで保護であります. IGBTの頭部にセンサーが容易ではないでしょう簡単に言えば, それはすぐに規模の問題を提示するので、:

状態にあります に, V_EC 数ボルトの価値, そしてここで私はその突然の増加を評価しなければなりません;

状態にあります オフ, V_EC 代わりにパワーへの塩, 若しくは 400, 500, 700 V.

ハイパワー用寸法測定器のフルスケールと, 十分な精度で鑑賞することは困難です (すなわち、このような保護を確保するようにし、同じ時間を避けスプリアストリッピングで) ON状態でのV CEの変化. したがって、より複雑な回路を用意します, 影響を与えるだけで測定変更, 以下の図に示すタイプの図と. 制御および保護回路の電源は通常で行われています デュアル電圧 およびポイントツー質量中心, 数十ボルトのオーダー, 例えば +15/0/-15 V. これは、ゲート制御を表しています, すでに説明したように化合物, 一般的なアンプのシンボルと, コントロールによって制御後者でターン, オプトカプラを経由して報告. 電圧センサに到達した信号を構築する方法を説明するために、, 私たちは、次のステップに進みます, 常にセンサーが中央供給点に言及テンションを計測することを考慮. あなたが見るように, このセンサは、電圧比較器の入力にすぎません. スキームは原則的にあり; あなたは、実際に適応変化を持っています.

Vの監視のための回路図の_EC

1 ステップ

抵抗付き R, 正電源に接続されています, これは、印加する電圧センサに供給され、:

– +V CCの, または十ボルト, CON IGBTで OFF状態

– チェザーテについてV, すなわちd.d.t. IGBTとダイオードD1の (ポチがありました), CON IGBTで ON状態

実際には、ダイオードの存在のおかげでD1, 抵抗に直列に接続され、IGBTのコレクタにカソードと, このダイオードが押し付けているので、DCリンク電圧のOFF状態の時にセンサーに到達することはできません. ON状態の代わりに、D1が導通とIGBTリーダーにセンサを接続します.

2 ステップ

それは、いくつかのボルトの信号がかかるため, そしてあなたは、IGBTがオン状態に指令された場合にのみ、このような信号を制御したいです, 導入 ダイオードD2, 電圧センサ及びカソード出力光カプラに接続されたアノードと. であればOFFの状態を指示されたように, または光カプラ出力が低いです (0 論理的), D2が導通し、したがって、センサーは、このダイオードの両端だけ電圧降下を見. オプトカプラ出力がハイレベルになると (1 論理的), D2が遮断されると、センサは、IGBTのコレクタにD1を介して接続されています, 以前のように.

3 ステップ

小容量のコンデンサを導入することも必要です C, 例えばによって 100 PF, 電圧スパイクを滑らかにします (モデスト!) オフからオンへの遷移で発生します. 非常に短い時間ではIGBTを活性化するために必要な, D2とD1はまだ押し付け禁ずるセンサーは、見ています, その後、正電圧源を検出, 今降順. 復水器の存在は、ピークの不便さを解消し、センサーは常に数ボルトに制限された電圧信号を提供します. 今、この信号を監視することにより, そして一定のしきい値を超えた増加に反応, 1は、保護を実現します. これは、比較します 電圧信号 したがって、Aで構築 参照 (トリマーの設定を介して制御回路からそれを得ました), Aによる コンパレータ ヒステリシス.

上から下へ:

ゲートのコマンド;

Cなしの電圧;

Cの電圧

コンパレータの出力は、SRフリップフロップのSET入力を制御するために行きます, 今度はこれは2つの機能を果たします: Q出力は、制御ロジックのためのフィードバックとして機能します, 障害が発生したことを示すために, そして、ビジュアルアラートをトリガーします (例えば、小型のLED), それすぐに認識リットルIGBT心配になり、その: それは; 種は、静的スイッチと多くのコンバータで便利です, DOVを確立するために複雑になる場所; 障害; 否定Q出力は、フォトカプラの出力に直接接続されています, に彼女を強制するように 0 すぐにそれが障害を検出としてロジック, 制御ロジックの介入を待たずに: これコマンド:

IGBTの即時シャットダウン障害. 制御ロジックへのフィードバック信号は、コンバータ全体のシャットダウンを起こす必要があることに注意してください, 静的スイッチは永久に開いたままになっている場合ので、, 負荷側は、フローティングのままであり、後続のスイッチング期間に問題があるかもしれません.

– IGBTブロックの問題は、実際のIGBTの過電流保護回路の存在下で、我々はまた、ということがあります, 緊急停止した場合の過電流による, ゲートgateoff Rと直列に配置された抵抗は、通常の値よりも大きいです. それはインバータレグの他のIGBTに過電圧シャットダウンの原因を制限することを意図からです, di / dtのが原因, 過電圧プーは小さいことがありません, それは、通常よりも高い電流に由来するので、. あなたは徐々にIGBT疑われる障害をオフにしたいです, 我々がそれを保存することができていることが起こる可能性があるため、, それは、過剰な電圧のための別の健全なIGBTの故障の原因となりますapplicatagli

私はIGBTの前の記事の混乱の側面を明らかだと思います

Amilcareのご挨拶