20Wから300Wに調節可能な最大電力を有するD級増幅器

これは、実装が容易に強力なクラスDアンプです. シェルフのコンポーネントを使用して設計, これは、異なることができ、電源電圧で300W RMSまで到達することができます +/- 30で +/- 60所望の電力に応じてV. その力を超えた部品のいくつかの値を再検討する必要があります登ります, 消費される電力の最大動作電圧の両方のために. 私は不必要に図面を複雑避けるために、この制限を設定します, これにより、製造コスト及び全体の寸法を増やします.

これは、増幅器チャネルの完全な図です。:

パーツリスト

クラスDの動作原理

これは、自励発振D級増幅器であります. これは、入力信号からの従属変数周波数に対して優れた性能のおかげを提供します. 各増幅部は、関数scoltaに基づいて以下に説明されています.

各構成要素は、回路の複雑さと、その結果、コストを制限するために、複数の機能を有しています, それは長い研究デザインから連続簡素化日付の結果であります.

入力段

U1Aは、インバータとして接続された演算増幅器であり、.

R1及びC1は、カットオフ周波数を有するハイパスフィルタを形成します 7 ような周波数を下回るHzの役に立ちません. R1は、固定利得増幅器の入力インピーダンスを定義します, R2AとR2bの式を用いて増幅を確保します

-(R2A + R2B) / R1

いかなる値は重要ではありません, あなたはR2のために10Kから100Kまでの任意の値を選択することができます.

一緒R2とC2は、可能な高周波ノイズを低減するローパスフィルタを形成します.

そのカットオフ周波数が設定されています

フォート= 1 / (6,28xR2xC2)

C2は、値R2の関数として適合させなければなりません.

インバータおよびインテグレータ

これは、実際の反応の環であり、.

C3は、出力器U1Aの連続成分を除去し、再びR3を有する高域通過フィルタを形成します

常に式

1 / (6,28xR3xC3) = 3,4Hz.

C3は問題なく2.2uFから10μFのに変えることができ.

C4は、積分器U1Bを生成することができます相互変調歪みを低減するために使用されます. 実際、, R8は、積分信号から落下します. あなたはC4を省略することができますが, クラスD内の回路のこのタイプに搭載され見ることが頻繁にあります, さらに, ビットダウン’ 発振周波数ドライブ (C4 = 1 NFが255kHzであります, それは330kHzではありません).

R8は、R3利得と共にどのように積分器ステージを指定します.

ゲインは-R 8 / R3.

150kOhms R8のほかに, アンプが不安定になります. R3は、積分器の入力インピーダンスであり、かなり低いです, したがって器U1aから見た入力段の値であります.

R4は、デフォルトの場合にはU1Bを保護します. 実際、, 飽和出力電圧であれば, これは、電源電位に相当します (R8を介してT1またはT2で与えられます).

R4は、これらに限定されR8との分圧器を形成します +/- 6反転入力にVDC最大電圧. R4は、運用力に接続された2個の1N4148ダイオードによって置き換えることができますが、, 単一抵抗が最も簡単であると!

通常の操作で, 入力電圧の反転入力は上の変動します +/- 100 MVは周りとR4無用です (増幅器は、R4なく動作します).

R4が低減されている場合 (1Kまで) これは、出力オフセットを増加させ. 積分動作が悪化します. の供給 +/- 50VDC, 出力オフセットがで測定されます:

R4 = 10K: 6mVの

R4 = 2.2K: 36mVの

R4 = 1K: 71mVの

それはR4のために可能な最大値を置くことが有利であることが求められるが、, タッチが常に最大許容遠足を考えます +/- 10反転入力でV. 10kは良好な妥協であることが判明します.

C5キャパシタ積分器であります. その値が大きく振動の周波数に影響を与えます (クラスDにおける演算増幅器の心臓). A +/- 50VDCが測定され、:

C5 = 220pFの: 255kHzの

C5 = 470pFの: 236kHzの

C5 = 1nFの: 164kHzの

現実に, 動作周波数でもあります “遅いこと” TL072, それは感じ作られていると内部回路から年. 我々は300kHzの下の周波数限界を採用している理由はここにあります, しかし、このアンプには十分, 標準TL072は良い予算の妥協であります, 特定の用途のために、オーディオと十分な速で使用するのに十分に低い雑音指数と.

積分器の出力電圧から移行三角波信号であります + 1.0で + 4.2VコンC5 = 220pFの.

電源の選択 +/- 9,1Vは十分以上の値であります.

総収入

増幅器の総合利得は、カスケード内の2つの個別の増幅によって定義されます: 器U1a積分に基づいて増幅器.

R2 = 47Kの場合、増幅器は、利得を有します, U1A: -R2 / R1 = -47k / 22K = -2.14 (テーブルに応じて可変)

ゲイン・サプリメント: -R8 / R3 = -100k / 4.7K = -21,3 (一定)

増幅器Dの合計利得は次にです -2.14 バツ (-21.3) = 45, そのような増幅を250W有効の出力で得られます 4 入力基準信号とのオーム 2 VPPまたは代わりに、我々はまだ言うことができます 0,707 Veff.

トランジスタ・レベル・トランスレータ

トランジスタ T3, PNPができます “シフト” -Vccに積分器出力電圧. 実際、, 貫通電流 R5 それは等しいです (無視ベース電流), 流れる電流 R7. パッティング R5 = R7, 次いで、R5とR7の端子の電圧は同じです. 私たちは、同じ積分器の出力電圧のR7その後、希望, Vbeが差し引か (程度の誤差 0,6 V). 三角形状の信号を使用することを考えると, あなたは非常に高速なスイッチングトランジスタを必要としません. そのコレクタの電位はほとんど変化し、, T3は、通常時に飽和しません 操作は、良好な直線性に貢献します.

R6 これは、PIN1に入ることができる電流を制限します (に) インクルード IR2184 導電性T3を想定し、飽和アンプU1Bまたはデフォルトの可能性がありました.

その主な制約は、少なくともサポートすることです VCE = Vccを (60V). 選択は、古典的に落ちました BCX42 (125V, 800ミリアンペア, 330mWの) この使用に最適.

パワートランジスタの制御: IR2184

この機能をしていたディスクリート部​​品で作られた回路, これは、全体の寸法および出力信号の歪みだけでなく、金銭の面ではるかに高価だっただろう.

特定集積回路は、2つの増幅MOSFETの非常に簡単にコントロール可能, 私が選びました IR2184 (ハーフブリッジドライバ) インターナショナル・レクティファイアーの . MOSFETはおよその時間と位相遅延で駆動されます 0.4米国.

入力の場合 に (足 1) それは、0Vと比較され、 WITH (足 3 それは-Vdcです), T2 それがオンになっています, T1 それがブロックされています, これは、低出力レベルを保証します (-VDC) 最終の出口で.

もしピンの電位 に これは、ピンを基準にして、3Vから5Vの間にあります WITH, T2はブロックされています, T1がオンになっているが、, これは、これだけのために残ることがあり 10 インクルード 20 MSその制御は、ブートストラップコンデンサによって供給されているので C12. INは永久に5VDC残っている場合, T1とT2はブロックされ、システムが振動しません. トランジスタの出力が0Vであります (R4を介してグランドに接続 + R8やスピーカー).

IR2184は、に供給されます 12 V (10Vと15Vの間の典型的な値です。) そして、で動作する30ミリアンペア程度消費 250 kHzの 二つのトランジスタと IRFB5620 来ます “ロード”.

D4 E R14 負荷に対処 C12 (ブートストラップ・コンデンサ). このコマンドを実行すると、このコンデンサは、T1を提供します. T1は、数十ミリ秒のためにそう残ることがあり, それは、このアンプには十分です.

IR2184は、T1とT2に非常に近接して配置されなければなりません.

これは、ピンに行くT2を供給するものとは異なる特殊なトラックを予想する必要があります 3 その破壊のIR2184価値, 2つの電解同じ理由 C7 E C8 彼らはまた、最終的なT1とT2のできるだけ近くに取り付けられなければなりません.

トランジスタのスイッチング損失を低減するために、,コンポーネントを使用して R11, R12, D1 E D2. ダイオードは、ゲート容量の急速な放電にMOSFETトランジスタの迅速な開放を許可します.

IR2184は、より大きな電流を提供することができます 1A この目的のために. R11とR12は少し余分なダウンタイムを提供します, そのほかには禁ずるを持って前に、MOSFETが導通状態に入るリスクを回避.

出力段

出力段は、二つの同一のN型MOSFETトランジスタT1およびT2によって、およびデカップリング・コンデンサC7及びC8から構成されています. 次のようにトランジスタのサイジングを行います:

VDS =と +/- 60電源V, これは、120Vを追加しなければならないためにどのなければなりません 30% – 40% 約マージン.

それから, scelgo VDS = 200V.

ID = 15A (最悪の場合、VCC = 60V / ロード= 4 オーム) MOSFETに高いIDを有することの利点は、のRdson抵抗が低くなります, その結果として損失と (導通損失) 低いです. それから, 私はID = 25Aを選択します

最終的な信号を劣化させると直線ゾーンに多くの時間を渡すより多くの時間がかかります彼らは、充電のためにそれ以外の場合は、低ゲート電荷量Qgとのトランジスタを選択する必要があります, それは二つの要因に有害だろう, 最終的歪みの増加と動作温度の増加.

これらの理由から私が選びました IRFB5620: 25200V 60 ミリオーム 特別D級増幅器のために設計さ.

出力フィルタ

次式により出力計算にLCローパスフィルタ

L1 = RL X 1,41 / 6,28 X F

スピーカー負荷RLを考えます 4 オームF及びIは、任意の周波数43KHzの値と最大値再現周波数よりも少なくともスイッチング周波数以下オクターブの結合および少なくとも一つのオクターブでなければならないフィルタのカットオフ周波数

私は、次の式を適用します

L1 = 4×1,41/(6,28×43000) = 20,95 UH

私は、標準値を選択してください 22UH 式を有する周波数値を再計算

F = RLx1,41 / 6,28xL1 = 40,8KHz 依然として最大周波数に対してオクターブの限度以内.

代わりに、使用容量式の場合

C = 1/(6,28xFxRLx1,41) = 1/(6,28x40800x4x1,41) = 690nF

approssimeròその標準値 680nFの, フィールドトライアル抵抗の添加から R13 コンデンサと直列に C14 スピーカーの応答を線形化.

オートスタート

前述したように, 入力の場合 “に” IR2184は、静的に高いです, T1及びT2がオフします (C12は放電され、同時にD4をロックします).
あなたは、いくつかのミリボルト信号を置く必要があります (少しの音楽) 増幅器の入力は、自己発振を開始します.
オーディオアンプの通常の使用中, これは問題になりません. このクラスDアンプは、単純です “睡眠中に” 小さな音楽のストレス前.

パワー

間のどのようなデュアル電圧 +/- 30V E +/- 60V

上部と下部の両方でこれらの制限は、定電流発生器とツェナー制限抵抗を交換する必要があります克服するために、. この場合のソリューションを除外するだけで、最終的なスキーマを簡単にするために、, 抵抗たとえ電源, それは確かに二つの抵抗と同じ作業を行うダイオードとトランジスタよりもかさばらです.

所望の電力にR2に割り当てられる値

デュアル電源電圧が供給されない場合は、入力信号のパリティは、他の値を変更せずに所望の電力を得るために、以下の表に従って、抵抗R2aを及びR2bとの値を変化させることによって可能です.

実用化

私はコンパクトな回路を作るために始めたので、私は私が機能テストで必要と超小型プロの成果を愛する人のためのSMD部品と、最終的なすべての調整を行うことが許さディスクリート部​​品との最初の二つの異なるUNRAVELを作成しました.

10センチメートルX 6センチメートルのおおよその測定と試験用ルーティング以下

サイドコンポーネントと銅側

その後、一度すべてが、私はまだ控えめ残っている統合型のSMDパワー部品を使用して、最終的なバージョンを通過したキャリブレーションと最高の操作のために調整しました。.

私は2つの電解コイルとしてさらに低減することができていないサイズが非常にかさばるアイテムであります.

これにもかかわらず、最終的な測定10cmのサイドフィンのサイズによって与えられ、以下すぎる動作温度を増加させ下降することができないであろう測定99mmx43mmに低減されています.

私たちが考える場合は、しかし、それをトリミングなストリップにアンプは300W効果的なの負荷に提供することができます入力されていることを 4 オームそれが顕著です.

Amilcareのご挨拶