L'utilisation et l'utilisation abusive de l'IR2153 pour les départs jusqu'à 1,5KW

Cet article sera examiné dans le manuel IR2153, ou mieux sera théoriquement présenté comme base pour la construction de divers blocs d'alimentation à impulsions. IR2153 Il est un conducteur à haute tension avec un oscillateur interne. Il permet de réaliser la puissance d'alimentations à découpage jusqu'à 1,5 kW à base d'un des circuits semi-pont avec un circuit minimum.

Étant donné que parler dans l'article IR2153 et dans le titre sont également présents modèles IR2151 et IR2155 ho

fait une table qui met en évidence les principales différences,

ils sont interchangeables jusqu'à ce que les puissances mises en jeu ne sont pas élevés, mais jusqu'à ce que nous sommes en dessous 300W rien ne vous empêche d'utiliser indifféremment l'un des trois, si vous ne voulez pas vous risquer devriez toujours obtenir le plus fort IR2155.

Dans l'article aussi d'expliquer ce que ces différences et quand utiliser un modèle en place d'un autre.

 

Il existe deux versions du même intégré, ils ne diffèrent que par la présence d'une diode à la tension d'amplification:

Schéma de la Bloc IR2153

schéma fonctionnel IR2153D diode interne D1

La figure ci-dessous montre l'étage d'entrée se compose de trois ampli op et la bascule SR:

Au début, je ne l'avais pas remarqué, ragionandoci du brouillard mental a disparu et j'ai réalisé où je l'avais vu un circuit similaire, tourne tourne même à une distance de 50 années continuent à utiliser 555!!

Schéma de la Bloc 555

Dans un premier temps lorsque vous appliquez une tension C1 est déchargé et l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel est égal à zéro, et l'entrée non non-inverseuse a une tension positive fournie par le diviseur résistif. Le résultat est que tous les trois ont la tension de sortie au niveau logique un.
Parce que l'entrée R est actif avec le niveau zéro n'a aucune influence sur la condition de sortie, mais à l'entrée S fixera la sortie Q du flip-flop qui C1 commence à se charger à travers la résistance R1.

Le cours de la tension sur Ct est indiquée par la ligne bleue, rouge dans la tension de sortie de OP1, Op de sortie vert2, Rose, la sortie Q de la bascule et la moutarde de sortie Q refusée.

Dès que la tension sur Ct dépasse 5 V sortie OP2 Il va à zéro, en continuant à charger C1 la tension atteint une valeur légèrement supérieure à celle 10 Volt et cette fois passe à zéro, la sortie de l'OP1, qui à son tour conduit à zéro la sortie Q de la bascule. De ce point C1 commence à se décharger à travers la résistance R1, et dès que la tension aux bornes il sera un peu moins 105 l'uscita op1 retourne 1. Lorsque la tension sur le condensateur Ct devient moins 5V uscita de Op2 réinitialisera la bascule et redémarrez charge Ct.

Dans la puce, il existe deux modules supplémentaires UV DETECT e LOGIQUE. Le premier d'entre eux est chargé pour permettre au processus de charge de C1 seulement au-dessus d'une certaine tension d'alimentation et génère les secondes impulsions de retard qui sont nécessaires pour éviter que les deux terminaisons sont conducteurs en même temps en court-circuitant la tension d'alimentation à travers l'étage de puissance.A est une division de niveaux logiques pour la plate-forme moyenne et supérieure à celle du bas.

Considérons le schéma simplifié typique de la IR2153:

Je frapperai 8, 7 e 6, respectivement, sont la sortie VB, HO et VS, c'est-à-dire, gestion de l'alimentation branche supérieure (VB), le pilotage de l'étage final (HO) et le négatif de la branche supérieure du module de commande (CONTRE). Une attention particulière devrait être accordée au fait que lorsque la branche inférieure est active, la diode D1 se met à charger C3 fait avec T2 en conduction, le condensateur est pratiquement reliée à la masse.
Une fois que les sorties changent isolats T2 d'état , et HO via T1 passe en conduction. À ce stade, la tension sur VS commence à augmenter au niveau de la puissance globale positive, étant donné que T1 dans ces conditions a une résistance de quelques dixièmes de ohms.

Il se trouve que le maintien du transistor conducteur nécessite une tension de grille au moins 8 volts supérieure à la tension d'alimentation, Il fournit avec précision C3 chargé 15 volt, vous permettant de garder conducteur T1, grâce à l'énergie stockée en elle quand T2 est conducteur, grâce à D1. Dans cette phase, la même diode ne permet pas de condensateurs de se décharger sur la même source d'alimentation.
Dès que la broche sur le contrôle des impulsions 7 termine le transistor T1 ouvre et ferme dans sa position T2, charger à nouveau le condensateur C3 jusqu'à une tension de 15 V. La valeur de C3 dépend grandement du temps dans lequel il est conducteur T1. Vous devez éviter d'utiliser électrolyte pour des fréquences supérieures 10KHz, Considérant que cette Ic peut fonctionner à partir 10Hz une 300KHz.

Travailler pratiquement de 40 et 80KHz par l'utilisation, serait une capacité suffisante de puissance 220nF , pour être sûr que vous choisissez la valeur de 1uF. La fréquence de l'oscillateur, Il peut être déterminé à partir de ce graphique dans les données de l'intégration, pour plus de commodité, je joins une copie.

Le choix d'un Mosfet approprié

Dans le tableau ci-dessous je résume les caractéristiques des plus utilisés Mosfet que j'ai trouvé autour de cette intégration. Un utile au cas où vous devez chercher l'équivalent en cas de casses, tamiser dans le tableau, nous pouvons choisir entre les modèles en notre possession que même si pas exactement équivalent va bien de toute façon.

Il peut être utilisé pour la conception d'alimentation à partir de zéro.

Le calcul de la résistance de grille par rapport

Comme il est connu, les propriétés dynamiques d'un transistor à effet de champ ne sont pas caractérisés de façon plus précise par la valeur de ses capacités parasites, mais à partir de la charge totale de la porte-Qg. La valeur du paramètre Qg est mathématiquement reliés entre eux par un courant d'impulsion avec la grille du temps de commutation du transistor, ce qui permet au développeur de calculer correctement le noeud de commande.
Prenons par exemple les MOSFETs IRF840 très courant et présente dans le tableau.

Avec un courant de drain Id = 8 UNE, una tensione drain-source Vds = 400 V et une tension grille-source Vgs = 10 V, est la charge de grille Qg = 63 Caroline du Nord.

Il convient de préciser que le même VGS, la charge de grille diminue avec une augmentation du courant de drain Id et avec une diminution de la tension Vds, dans les calculs vu que les deux tensions sont constantes pour le bien prendre la valeur fournie par le fabricant, petits changements ne touchent pas le résultat final des calculs.
Nous calculerons les paramètres du circuit de commande, pour autant qu'il est nécessaire d'atteindre la durée d'enclenchement du transistor tonne = 120 ns. Pour ce faire, le courant de commande du pilote doit avoir la valeur:

Ig = Qg / tonne = 63 X 10-9/ 120 x 9.10 = 0.525 (UNE) (1)

Lorsque l'amplitude des impulsions de tension de commande sur la grille Vg = 15 V, la somme de la résistance de sortie du conducteur et la résistance de la résistance de limitation ne doit pas dépasser:

Rmax = Vg / Ig = 15 / 0.525 = 29 (Ohm) (2)

On calcule la résistance de sortie en sortie cascade du pilote pour la puce IR2155:

Ron = Vcc / Imax = 15V / 210mA = 71,43 ohm
Roff = Vcc / Imax = 15V / 420mA = 35,71 ohm

Compte tenu de la valeur calculée selon la formule (2) Rmax = 29 Ohm, nous concluons que la vitesse spécifiée du transistor IRF840 Il ne peut pas être obtenu par le conducteur IR2155. Si, dans le circuit de grille, une résistance RG est installé = 22 ohm, le temps d'allumage du transistor est défini comme suit:

REON = Rg + Rf, Colombe

RE = résistance totale

Rf = l'impédance de sortie du conducteur,

Rg = résistance externe dans le circuit de grille du transistor de puissance

Reon = + 71,43 = 93,43 ohm;
Ion = Vg / RE, Colombe

Ion = le courant d'entraînement

Vg = valeur de la tension de grille de commande

ion = 15 / 93,43 = 160mA;
tonne = Qg / Ion = 63 X 10-9 / 0,16 = 392 nS
Le temps de sommeil peut être calculé avec les formules ci-dessus:

REoff = Rf + Rg = 35,71 + 22 = 57,71 ohm;

Ioff = Vg / Reoff = 15/58 = 259mA

toff = Qg / Ioff = 63 X 10-9 / 0,26 = 242nS
Pour obtenir la valeur du temps réel, il est nécessaire d'ajouter le temps qui emploie physiquement le transistor à passer d'une étape à l'autre et qui est 40ns pour la sous condition, et pour 80ns qui seront hors temps réel

Ton 392 + 40 = 432nS, e Toff 242 + 80 = 322nS.

Maintenant, il reste à déterminer si un transistor de puissance aura le temps de fermer complètement avant le second début pour ouvrir. Un tal bien, nous ajoutons Ton et Toff pour obtenir 432 + 322 = 754 nS, équivalent à 0,754 pS.

A partir des données montre que la TEMPS MORT l'IR2151 ne peut pas être utilisé comme il est 0,6 pS.

Dans la fiche technique, il dit que Deadtime (pointe.) Il est fixe et dépend du modèle, mais il y a aussi un personnage très embarrassant d'où il ressort que TEMPS MORT est le 10% de l'impulsion de commande durée:

Pour dissiper les doutes, Je l'ai fait quelques tests avec un oscilloscope à deux canaux sur un circuit de base pour voir ce qui est sorti, la curiosité d'un enfant pour des choses à ne pas me le new've jamais perdu, c'est le résultat:

La puissance était 15 V et la fréquence était 95 kHz. Comme vous pouvez le voir sur la photo, avec une analyse 1 pS, la longueur de la pause est un peu plus d'une division, qui correspond exactement à 1,2 pS. De plus, la réduction de la fréquence que vous pouvez être considéré comme suit:

Comme vous pouvez le voir sur l'image à la fréquence 47 kHz, le temps de pause est pratiquement inchangé, alors la partie qui dit que le temps mort (pointe.) 1,2 mS est vrai.
Comme les circuits fonctionnaient déjà, il était impossible de retenir une autre expérience, abaisser la tension d'alimentation pour assurer que la fréquence du générateur n'a pas augmenté. Le résultat est l'image suivante:

Toutefois, les attentes ne sont pas justifiées, au lieu d'augmenter la fréquence que j'ai vu sa réduction, Heureusement, cependant, la variation est inférieure à 2%.

Les valeurs négligeables compte tenu d'un changement dans la fourniture de plus de 30%. Il convient également de noter que le temps de pause est légèrement augmenté. Ce fait est tout à fait bon, lorsque la tension de commande diminue modifiant légèrement le temps d'ouverture et de fermeture des transistors de puissance et d'augmenter la pause dans ce cas est très utile.
Notez que UV DETECT avec sa fonction, bloque l'oscillateur en cas de baisse excessive de la tension d'alimentation, puis réactiver la puce quand il dépasse le niveau minimum.
Revenons maintenant à notre exemple, avec la résistance de grille 22 Ohm fermeture et l'ouverture est toujours 0,754 uS con IRF840, cette valeur est inférieure à la pause 1,2 nous, typique de la puce elle-même.
si, avec l'IR2155 et IR2153 à travers des résistances 22 Ohm peut contrôler IRF840, mais sûrement IR2151 sera mis au rebut, ainsi que le temps mort trop bas parce que les transistors doivent être conscients de 259 e mA 160 mA, tandis que le IR2151 a la valeur maximale est 210 e mA 100 mère. De toute évidence, il est possible d'augmenter la résistance installés dans la grille du transistor de puissance, mais dans ce cas il y a le risque d'aller au-delà du temps mort.
Pour réduire le bruit de commutation des transistors de puissance de l'alimentation électrique de commutation utilise une résistance de shunt en série avec un condensateur en parallèle à l'enroulement du transformateur. Ce nœud est appelé snubber. La résistance de l'intervalle de suppression est sélectionnée avec une évaluation de 5-10 fois supérieure à la résistance drain-source du transistor MOSFET.

La capacité est déterminée par l'expression:
C = TDT / 30 R x
TDT est le temps d'arrêt du transistor supérieur et inférieur.

Compte tenu du fait que la durée du montant de transition à 3RC, doit être 10 fois moins que la durée de TDT.
L'amortisseur de retarder les moments d'ouverture et de fermeture des fluctuations de tension de commande de FET par rapport à sa porte et réduit le taux de variation de tension entre le drain et la grille. En conséquence, les valeurs de crête des impulsions de courant impulsif sont mineures et leur durée de vie est plus longue. Presque sans changer la période de mise en marche, le circuit d'amortissement réduit de manière significative le temps de la FET et limite le spectre d'interférence généré, vous pouvez le trouver dans la position tirée indifferemtemente ou directement en parallèle à l'enroulement du trasgormatore, les différences entre les deux configurations sont si marginales à être considérés comme interchangeables dans la pratique.

Voici quelques modèles pratiques vus autour.

Dans presque aucun des schémas suivants le nombre de bobines dans les transformateurs est indiqué, car ils doivent être calculés en fonction des caractéristiques du transformateur lui-même et aussi parce que dans la plupart des cas, les motifs que je trouve n'est pas spécifié.
L'alimentation de puissance de commutation plus simple avec IR2153 Il est un transformateur électronique avec des fonctions minimales:

dans le schéma 1, il n'y a pas de fonction supplémentaire, et le secondaire est formé par deux redresseurs électriques bipolaires constitués d'une paire de diodes Schottky doubles. La capacité de 220 uF la sortie du pont est calculé avec la formule empirique 1 uF par watt de la charge. Dans ce cas, il est utilisé pour un amplificateur stéréo 100W par canal. Les deux condensateurs 2U2 sur le primaire du transformateur sont placées dans la plage de 1 un 2U2 .

La puissance dépend du noyau du transformateur et le courant maximal des transistors de puissance et en théorie peut atteindre 1500 watt. en pratique, dans ce système, il dépend du courant maximum de la température du transistor STP10NK60Z, le courant maximum de 10 UNE Si vous avez seulement 25 degrés. Lorsque la température du sel de silicium 100 degrés est réduit à 5,7UNE, et de parler de la température du silicium, plutôt que de la température du dissipateur de chaleur.
Ainsi, la puissance maximale doit être choisie en fonction du courant de transistor divisé 3, si vous nourrissez un amplificateur de puissance et divisé par 4, si l'on alimente une charge constante, tels que les lampes à incandescence.
Cela dit, vous pouvez théoriquement alimenter un amplificateur

10/3 = 3,3A 3,3A 155V x = 511W totali.

Pour une charge constante 10/4 = 2,5 UNE 2,5 A x = 155V 387W.

De calcul est fait référence à une tension fixe 155V, où il vient de cette valeur? Il est dérivé de la tension efficace sur le condensateur de lissage à la puissance maximale, la valeur est empirique, mais, Il est pas très différente de la valeur réelle et nous permet de simplifier nos vies sans écarts trop grands de réel.

Dans les deux cas, il théorise un rendement de 100%, qui ne peut être atteint .

Aussi, voulant obtenir la puissance maximale de 1500W compte tenu de la nécessité de 1 uF de la capacité d'alimentation en énergie primaire pour chaque watt de puissance de la charge, Il a besoin d'un ou plusieurs condensateurs pour arriver à 1500 uF Total et de les charger devraient être un démarrage en douceur afin de ne pas sauter le compteur à chaque commutateur.

une plus grande puissance et de protection du courant dans le schéma suivant 2:

Ceci est mis en œuvre par une protection contre les surcharges grâce à un transformateur de courant. Dans la plupart des cas, vous utilisez un anneau de ferrite avec un diamètre 12 une 16 mm, dans laquelle sont enveloppés par 60 une 80 bobines bifilaires de diamètre de fil isolé 0,1 mm. Pour former un centre enroulement de prise pour le secondaire. L'enroulement primaire est constitué par l'enroulement d'une à deux bobines, parfois pour des raisons pratiques aussi fait un tour et demi, quand il entre en fonction réduit la puissance du circuit intégré provoque, grâce aux protections internes arrêt de l'entraînement de la finale. Une fois que l'électrolyte scaricatosi SCR se éteint et les réformes du droit de rendre le pouvoir d'exécuter la finale régulière.
deux résistances 62K en parallèle permet d'alimenter l'intégration avec une bonne excursion de puissance primaire (180 … 240V). Afin de ne pas surcharger la diode Zener interne si elle utilise un externe de 1,3 W a 15 V.
Un circuit supplémentaire sur la base autour du transistor inférieur permet un démarrage progressif avec une fréquence inférieure, jusqu'à ce que la charge complète en ± 80 V des condensateurs 1000 uF.

Avec le diviseur 330K-4k7 et les diodes qui lui sont connectés est chargé initialement de la électrolytique 4U7, une telle tension de grille dans le transistor qui augmente la capacité de l'oscillateur, juste assez de temps pour charger les condensateurs trop sans surcharger la ferrite de transformateur.

Après ce temps, l'îlot de transistor et le retour intégré à fonctionner à sa fréquence de fonctionnement.

La présence d'un réseau élimine une bonne snubber partie du dispositif d'alimentation de l'encombrement causé.

Un autre mode de réalisation de l'alimentation électrique à impulsions capable de fournir à la charge 1500 W contient un système de démarrage progressif de l'alimentation électrique primaire, tandis que le secondaire comporte une protection contre les surcharges, cela crée aussi une tension du ventilateur pour la ventilation forcée de l'ailette de refroidissement. Le problème de l'arrêt rapide du MOSFET de puissance est résolu au moyen de deux transistors BD138, ils déchargent la capacité de grille du transistor MOSFET avec une extrême simplicité.

Un tel système permet l'utilisation d'éléments relativement puissants comme IRFPS37N50A, SPW35N60C3, sans parler et IRFP360 IRFP460 à propos de.
Au moment de la tension d'allumage primaire sur le pont de diode de puissance arrive à travers la résistance 360 Ohm, puisque le relais est ouvert. Aussi, la tension aux bornes de la résistance 47k Elle est appliquée à la puce, simultanément par les deux résistances 33 e da 360 qui se réfèrent à la borne FAN et la bobine du relais. Avec eux, le condensateur est chargé progressivement de 100uF Etant donné que la deuxième partie de la bobine de relais fait partie d'une diode Zener et la scr dès que celle-ci atteint la tension 13V Il déclenchera le scr qui excitera le relais. Vous devez vous rappeler que la IR2155 commence déjà à fonctionner avec une tension d'alimentation d'environ 9 V, puis lors de l'excitation du relais, il fonctionne déjà en générant des impulsions de commande pour entraîner le primaire.

Le pilotage qui se produit avec une puissance réduite vu que le relais ouvert passe à travers la résistance 360. Il est essentiel que astuce pour limiter le courant de charge des condensateurs de filtrage d'alimentation secondaire. Une fois que la bobine de relais est excitée par le thyristor ses contacts shunt deux résistances de limitation.
Dans le transformateur, il est prévu un enroulement supplémentaire pour alimenter le ventilateur de refroidissement (VENTILATEUR), sa résistance avec une limitation de courant.

Ces derniers temps je besoin d'un stabilisateur basse tension, mais à partir d'une haute tension de départ, celui ci-dessous est une solution élégante à ce problème, T2 MOSFET est exploitée comme si elle était une diode, quand vous montez les tensions trouvent des diodes rapides qui résistent à des courants élevés sont certainement plus cher qu'un Mosfet commun.

le système 5 en utilisant le IR2155 pour un circuit survolteur de tension. Dans ce schéma, le pilote de hauteur est relié à la tension d'alimentation:

Comme dans le mode de réalisation précédent, la fermeture des transistors de puissance est réalisé avec les deux BD140. Initialement, une partie du bord de la batterie de la voiture avec une tension de 12 V et ensuite alimenté stabilisées à 15 V par l'intermédiaire des diodes de la suppression supplémentaire de la tension, la résistance de limitation et de Zener stabiliser la tension d'alimentation de l'intégré.
Pas présente dans le diagramme il y a un interrupteur thermique pour être fixé dans les ailettes, il arrêtera la tension de REM en coupant le intégré. Ces diodes doivent être rapides série SF16 rapide, HER106, etc.

Avec cela, je pense que je l'ai clarifié de nombreux aspects de cette famille de intégrée, mais comme un dernier traitement, placer l'adaptateur que j'utilise pour mon amplificateur 200+200W, réalisé avec un transformateur récupéré à partir d'une alimentation de PC sauvé des sites d'enfouissement.

addition Unica pas présente dans le diagramme et un réseau d'amortissement de résistance composé 100 Ohm avec un condensateur série de 100 pF en parallèle à chacune des diodes sur le secondaire.

Une telle modification ultérieure permet également adapté aux amplificateurs linéaires classiques.

Dans ce document il y a un démarrage en douceur un filtre emi et une protection contre les excès absorptions, un grand nombre de composants passifs sont la puissance d'origine, pourquoi chercher ailleurs ce que j'avais à portée de main?

Je ne délibérément pas expliqué ce dernier projet pour voir si ce qui a été dit dans l'article vraiment bon pour quelque chose.

Amilcare Salutations