Uso y abuso de la IR2153 para alimentadores de hasta 1,5 kW

Este tema será examinado en el manual IR2153, o mejor será presentado en teoría como base para la construcción de varias fuentes de alimentación de impulsos. IR2153 Es un conductor de alto voltaje con un oscilador interno. Permite realizar fuentes de alimentación conmutadas potencia hasta 1,5 kW basado en un circuito semi-puente con circuitos mínimo.

Dado que hablan en el artículo IR2153 y en el título son también los modelos actuales IR2151 IR2155 y ho

hecho una tabla que pone de relieve las diferencias clave,

que son intercambiables hasta que las potencias involucradas no son altos, pero hasta que estemos por debajo 300W nada impide que indiscriminadamente utiliza uno de los tres, si no se quiere correr el riesgo que todavía debe obtener los más fuertes IR2155.

En el artículo también se explico lo que estas diferencias y cuándo usar una plantilla en lugar de otro.

 

Hay dos versiones de la misma integrada, que difieren sólo en la presencia de un diodo a la tensión de impulso:

Diagrama de bloques de la IR2153

diagrama funcional IR2153D con diodo interno D1

La siguiente figura muestra la etapa de entrada consta de tres amplificador operacional y el flip-flop SR:

Al principio no lo había notado, ragionandoci un poco de niebla mental ha desaparecido y me di cuenta de donde había visto un circuito similar, vueltas vueltas incluso a una distancia de 50 años siguen utilizando 555!!

Diagrama de bloques de la 555

Inicialmente cuando se aplica tensión de C1 se descarga y la entrada inversora del amplificador operacional es cero, y la entrada no no inversor tiene una tensión positiva proporcionada por el divisor resistivo. El resultado es que los tres tienen la tensión de salida a nivel lógico uno.
Debido a que la entrada R es activa con nivel cero no tiene influencia en la condición de salida, pero en la entrada S fijará la salida Q del flip-flop que C1 empieza a cargarse a través de la resistencia R1.

El curso de la tensión en Ct se muestra por la línea azul, rojo en la tensión de salida de OP1, verde en la salida del Op2, Rose, la salida Q del flip-flop y la mostaza salida Q negada.

Tan pronto como la tensión en la TC es superior 5 V la salida OP2 Se tiende a cero, continua para cargar C1 el voltaje alcanza un valor ligeramente más alto que en 10 Voltios y esta vez va a cero la salida de la OP1, que a su vez lleva a cero la salida Q del flip-flop. Desde este punto C1 empieza a descargarse a través de la resistencia R1, y tan pronto como la tensión a través de ella será un poco menos de 10V l'uscita Op1 vuelve a 1. Cuando el voltaje en el condensador Ct se vuelve menos 5V el uscita del Op2 se restablecerá el flip flop y reiniciar la carga de Ct.

En el chip hay dos módulos adicionales UV DETECTAR mi LÓGICA. El primero de ellos es responsable de permitir el proceso de carga de C1 sólo por encima de una tensión de alimentación determinada y genera los segundos impulsos de retardo que son necesarios para evitar que ambas terminaciones son conductores al mismo tiempo cortocircuitando la fuente de alimentación a través de la etapa de potencia.A continuación es una división de niveles lógicos para la cubierta media y superior a la inferior.

Considere el régimen simplificado típico de la IR2153:

me pin 8, 7 mi 6, respectivamente, son la salida VB, HO y VS, es decir, rama superior de administración de energía (VB), pilotaje de la etapa final (HO) y el negativo de la rama superior del módulo de control (VS). Se debe prestar atención al hecho de que cuando la rama inferior está activo, el diodo D1 empieza a cargar C3 hecho con T2 en conducción, el condensador es virtualmente conectado a tierra.
Una vez que las salidas cambian aislamientos T2 Estado , y HO a través de T1 entra en conducción. En este punto, el voltaje en VS comienza a aumentar hasta el nivel de la energía positiva en general, dado que T1 en estas condiciones tiene una resistencia de décimas de ohmios.

Resulta que el mantenimiento del transistor requiere la realización de una tensión de puerta al menos 8 voltios más alta que la tensión de alimentación, Proporciona precisamente C3 cargado 15 voltio, que le permite mantener T1 conductora, gracias a la energía almacenada en él cuando T2 era conductoras gracias a D1. En esta fase, el mismo diodo no permite un tiempo de descarga de la misma fuente de alimentación.
Tan pronto como el pasador de control de los impulsos 7 termina el transistor T1 se abre y se cierra en su lugar T2, la carga de nuevo el condensador C3 a una tensión de 15 V. El valor C3 depende en gran medida el tiempo en el que es T1 conductora. Debe evitar el uso de electrolitos para el funcionamiento de las frecuencias por encima 10KHz, Considerando que tal Ic es capaz de operar a partir de 10HZ un 300KHz.

Trabajar virtualmente desde 40 y 80KHz por el uso, sería suficiente capacidad de energía 220nF , para asegurarse de que usted elija el valor de 1uF. La frecuencia del oscilador, Se puede determinar de este gráfico en los datos de la integrado, por conveniencia le adjunto una copia.

La elección de un MOSFET apropiada

En la tabla a continuación he resumido las características del MOSFET más utilizado que he encontrado en torno a esta integrada. Un útil en caso de tener que buscar el equivalente en caso de roturas, tamizar en la tabla podemos elegir entre los modelos en nuestra posesión que aunque no es precisamente equivalente va bien de todos modos.

Se puede utilizar para el diseño de la fuente de alimentación desde cero.

Cálculo de la resistencia puerta relativa

Como se sabe, las propiedades dinámicas de un transistor de efecto de campo no se caracterizan con mayor precisión por el valor de sus capacidades parásitas, pero a partir de la carga total de la puerta-Qg. El valor del parámetro Qg es matemáticamente interconectados por una corriente de impulsos con la puerta del tiempo de conmutación transistor, lo que permite al desarrollador para calcular correctamente el nodo de control.
Tomemos, por ejemplo, los MOSFET IRF840 muy común y está presente en la tabla.

Con un ID de corriente de drenaje = 8 UN, Una tensione de drenaje-fuente Vds = 400 V y una tensión puerta-fuente Vgs = 10 V, es la carga de puerta Qg = 63 Carolina del Norte.

Conviene precisar que con la misma Vgs, la carga de puerta disminuye con un aumento de la Id corriente de drenaje y con una disminución en la tensión de Vds, en los cálculos visto que ambas tensiones son constantes para una buena tomar el valor proporcionado por el fabricante, pequeños cambios no afectan el resultado final de los cálculos.
Vamos a calcular los parámetros del circuito de control, siempre que sea necesario para alcanzar el tiempo de conexión del transistor tonelada = 120 ns. Para hacerlo, la corriente de control conductor debe tener el valor:

Ig = Qg / ton = 63 X 10-9/ 120 x 10-9 = 0.525 (UN) (1)

Cuando la amplitud de los pulsos de voltaje de control en la puerta Vg = 15 V, la suma de la resistencia de salida del conductor y la resistencia de la resistencia de limitación no deben exceder:

Rmax = Vg / Ig = 15 / 0.525 = 29 (Ohm) (2)

Calculamos la resistencia de salida en la salida en cascada del controlador para el chip IR2155:

Ron = Vcc / Imax = 15V / 210= mA 71,43 ohm
Roff = Vcc / Imax = 15V / 420= mA 35,71 ohm

Teniendo en cuenta el valor calculado según la fórmula (2) Rmax = 29 Ohm, llegamos a la conclusión de que la velocidad especificada del transistor IRF840 No se puede obtener el controlador IR2155. Si en el circuito de puerta, se instala una resistencia RG = 22 ohm, el tiempo de encendido del transistor se define como sigue:

REON = Rg + Rf, paloma

RE = resistencia total

Rf = la impedancia de salida del controlador,

Rg = resistencia externa en el circuito de puerta del transistor de potencia

reon = + 71,43 = 93,43 ohm;
Ion = Vg / RE, paloma

Ion = la corriente de excitación

Vg = valor de voltaje de puerta de control

Ion = 15 / 93,43 = 160mA;
ton = Qg / Ion = 63 X 10-9 / 0,16 = 392 nS
El tiempo de sueño se puede calcular con las fórmulas anteriores:

REoff = Rf + Rg = 35,71 + 22 = 57,71 ohm;

Ioff = Vg / Reoff = 15/58 = 259mA

toff = Qg / Ioff = 63 X 10-9 / 0,26 = 242nS
Para obtener el valor del tiempo real, es necesario sumar el tiempo que emplea el transistor físicamente para pasar de una etapa a otra y que es de 40 ns para el estado, y en 80ns para que no sale por el tiempo real

tono 392 + 40 = 432nS, e Toff 242 + 80 = 322nS.

Ahora queda por determinar si un transistor de potencia tendrá tiempo de cerrar por completo antes de que el segundo principio para abrir. Una fina tal, añadimos Ton y Toff para obtener 432 + 322 = 754 nS, equivalente a 0,754 mS.

A partir de los datos muestra que la TIEMPO MUERTO el IR2151 no se puede utilizar, ya que es 0,6 mS.

En la hoja de datos dice que Deadtime (propina.) Es fijo y depende del modelo, pero hay también una figura muy embarazoso de la que se desprende que TIEMPO MUERTO es el 10% de la duración del impulso de control:

Para disipar dudas, Hice algunas pruebas con un osciloscopio de dos canales en un circuito básico para ver lo que salió, la curiosidad de un niño por cosas que no me la new've nunca perdió, este es el resultado:

El poder estaba 15 V y la frecuencia era 95 kHz. Como se puede ver en la fotografía, con una exploración 1 mS, la duración de la pausa es un poco 'más de una división, que coincide exactamente 1,2 mS. Además, la reducción de la frecuencia que pueda ser visto como sigue:

Como se puede ver en la imagen a la frecuencia de 47 kHz, el tiempo de pausa es prácticamente sin cambios, a continuación, la parte que dice que el tiempo muerto (propina.) 1,2 La esclerosis múltiple es cierto.
Dado que los circuitos Ya funcionaba, era imposible contener otro experimento, la reducción de la tensión de alimentación para asegurarse de que la frecuencia del generador no aumentó. El resultado es la imagen siguiente:

sin embargo, expectativas no estaban justificados, en lugar de aumentar la frecuencia fui testigo de su reducción, Afortunadamente, sin embargo, la variación es menor que 2%.

Valores insignificante considerando un cambio en la oferta de más de 30%. Cabe señalar también que el tiempo de pausa se incrementa ligeramente. Este hecho es bastante bueno, cuando la tensión de control disminuye cambiando ligeramente la apertura y el tiempo de cierre de los transistores de potencia y aumentar la ruptura en este caso es muy útil.
Tenga en cuenta que UV DETECTAR con su función, bloquea el oscilador en caso de disminución excesiva de la fuente de alimentación y después reactivar el chip cuando va más allá del nivel mínimo.
Ahora, de vuelta a nuestro ejemplo, con la resistencia de puerta 22 Ohm cierre y la apertura sigue siendo 0,754 uS con IRF840, este valor es menor que el de pausa 1,2 nos, típica de la propio chip.
tan, con el IR2155 y IR2153 través de las resistencias 22 Ohm puede controlar IRF840, pero seguramente será descartado IR2151, así como demasiado bajo tiempo muerto porque los transistores deben ser conscientes de 259 mA y 160 mA, mientras que el IR2151 tiene el valor máximo es 210 mA y 100 mamá. obviamente, es posible aumentar la resistencia instalada en la puerta del transistor de potencia, pero en este caso existe el riesgo de ir más allá del tiempo muerto.
Para reducir el ruido de conmutación de los transistores de potencia en la fuente de alimentación conmutada utiliza una resistencia de derivación en serie con un condensador en paralelo al devanado del transformador. Este nodo se llama snubber. La resistencia de la gama de supresión se selecciona con una evaluación de 5-10 veces mayor que la resistencia de drenaje-fuente del MOSFET.

La capacitancia se determina por la expresión:
C = TDT / 30 x R
TDT es el tiempo de apagado del transistor superior e inferior.

Con base en el hecho de que la duración de la cantidad de transición a 3RC, debe ser 10 veces menor que la duración de la TDT.
El amortiguador retrasar los momentos de apertura y cierre de las fluctuaciones de la tensión de control de FET con respecto a su puerta y reduce la velocidad de cambio de la tensión entre el drenaje y la puerta. A consecuencia, los valores de pico de los impulsos de corriente impulsivas son menores y su vida útil es más larga. Casi sin cambiar el período de encendido, el circuito de amortiguación reduce significativamente el FET de tiempo y limita el espectro de interferencia generada, usted lo puede encontrar en la posición dibujada indifferemtemente o directamente en paralelo con el devanado de la trasgormatore, las diferencias entre las dos configuraciones son tan marginal como para ser considerado intercambiables en la práctica.

Aquí están algunos patrones prácticos ven alrededor.

En casi ninguno de los siguientes esquemas el número de bobinas de transformadores se indica, ya que han de calcularse de acuerdo con las características del propio transformador y también porque en la mayoría de los casos no se especifica los patrones que he encontrado.
La fuente de alimentación de conmutación más fácil con IR2153 Es un transformador electrónico con funciones mínimas:

en el esquema 1, no hay una función adicional, y el secundario está formado por dos rectificadores de potencia bipolares que consisten en un par de diodos Schottky dobles. La capacidad de 220 uF de salida para el puente se calcula con la fórmula empírica de 1 uF por vatio de la carga. En este caso se utiliza un amplificador estéreo 100W por canal. El -2u2- dos condensadores en el primario del transformador se colocan en el rango de 1 un -2u2- .

El poder depende del núcleo del transformador y la corriente máxima de los transistores de potencia y en teoría puede alcanzar 1500 vatio. en la práctica, en este esquema que depende de la corriente máxima de la temperatura del transistor STP10NK60Z, la corriente máxima de 10 UN si ha solo a 25 grados. Cuando la temperatura de la sal de silicio para 100 grados se reduce a 5,7UN, y hablar de la temperatura del silicio, en lugar de la temperatura del disipador de calor.
Por lo tanto la potencia máxima debe ser elegido de acuerdo a la corriente del transistor dividida 3, si alimenta a un amplificador de potencia y se dividen por 4, si uno alimenta una carga constante, tales como lámparas incandescentes.
Dicho esto se puede alimentar teóricamente un amplificador

10/3 = 3,3A 3,3A x 155V = 511W totali.

Para una carga constante 10/4 = 2,5 UN 2,5 A x 155V = 387W.

De los cálculos se hace referencia a un voltaje fijo 155V, de dónde viene ese valor? Se deriva de la tensión efectiva en el condensador de filtrado a la máxima potencia, el valor es empírica, sino, No es muy diferente del valor real y nos permite simplificar nuestras vidas sin demasiado grandes desviaciones de la verdadera.

En ambos casos, se teoriza un rendimiento de 100%, que no puede ser alcanzado .

también, querer obtener la potencia máxima de 1500W dada la necesidad de 1 uF de la capacidad de la fuente de alimentación primaria para cada vatio de potencia de la carga, Se necesita de uno o más condensadores para llegar a 1500 uF Total y para cargarlos debe ser un arranque suave con el fin de no saltar el mostrador en cada conmutador.

mayor poder y la protección de la corriente en el siguiente esquema 2:

Esto se implementa mediante una protección de sobrecarga gracias a un transformador de corriente. En la mayoría de los casos se utiliza un anillo de ferrita con un diámetro de 12 un 16 mm, en la que están envueltas por 60 un 80 bobinas bifilares de diámetro alambre aislado 0,1 mm. Para formar una toma central de arrollamiento para el secundario. El devanado primario se hace enrollando de uno a dos bobinas, a veces por conveniencia también se hace una vuelta y media, cuando entra en función reduce la potencia del circuito integrado causando, gracias a las protecciones internas parar el accionamiento de la final. Una vez electrolito scaricatosi SCR se apaga y se reforma el derecho a devolver el poder para ejecutar la última regulares.
dos resistencias 62K en paralelo permitirá alimentar el integrado con una buena excursión de potencia primaria (180 … 240V). Con el fin de no sobrecargar el diodo Zener interno si se utiliza una externa de 1,3 W una 15 V.
Un circuito adicional en torno a la parte inferior del transistor permite un comienzo gradual, con menor frecuencia, hasta que la carga completa en ± 80 V de condensadores 1000 uF.

Con el divisor 330K-4K7 y los diodos conectados a él se carga inicialmente de la electrolítica 4U7, una tensión de tal puerta en el transistor que aumenta la capacidad del oscilador, tiempo suficiente para cargar los condensadores también sin sobrecargar el transformador de ferrita.

Después de este tiempo, la isla transistor y la parte trasera integra a correr a su frecuencia de operación.

La presencia de una red amortiguadora elimina una buena parte del alimentador de ruido ocasionado.

Una realización adicional de la fuente de alimentación por impulsos capaz de proporcionar a la carga 1500 W contiene un sistema de arranque suave para la fuente de alimentación primaria, mientras que el secundario tiene una protección de sobrecarga, También se crea una tensión para el ventilador para la ventilación forzada de la aleta de enfriamiento. El problema de la rápida desconexión del MOSFET de potencia se resuelve por medio de dos transistores BD138, que descargan la capacidad de compuerta del MOSFET con extrema simplicidad.

Tal sistema permite el uso de elementos relativamente potentes como IRFPS37N50A, SPW35N60C3, por no hablar y IRFP360 IRFP460 acerca.
En el momento de la tensión de encendido principal en el puente de diodos de potencia llega a través del resistor 360 Ohm, ya que el relé está abierto. también, el voltaje a través del resistor 47k Se aplica al chip, simultáneamente a través de las dos resistencias 33 e da 360 que se refieren al terminal FAN y la bobina del relé. Con ellos, el condensador se carga gradualmente de 100uF Dado que la segunda parte de la bobina del relé es parte de un diodo Zener y el SCR pronto como esta alcances de voltaje 13V Será disparar el SCR que excitará el relé. Aquí hay que recordar que la IR2155 ya comienza a funcionar con una tensión de alimentación de aproximadamente 9 V, a continuación, tras la excitación del relé que ya funciona mediante la generación de impulsos de control para el accionamiento de la primaria.

Experimentación de que se produce con potencia reducida visto que con el relé abierto pasa a través del resistor 360. Es esencial que truco para limitar la corriente de carga de los condensadores del filtro de suministro de energía secundarias. Una vez que la bobina de relé es energizada por el tiristor sus contactos desvían ambas resistencias limitadoras.
En el transformador, se proporciona un devanado adicional para suministrar el ventilador de refrigeración (VENTILADOR), su resistencia con una limitación de corriente.

Últimamente se requería un estabilizador de bajo voltaje pero a partir de una tensión de arranque elevado, la de abajo es una solución elegante a este problema, el MOSFET T2 es explotada como si fuera un diodo, cuando se sube las tensiones encuentran diodos rápidos que resisten altas corrientes son sin duda más caro que un MOSFET común.

el esquema 5 usando el IR2155 para un circuito elevador de tensión. En este esquema, el conductor de altura está conectada a la tensión de alimentación:

Como en la realización anterior, el cierre de los transistores de potencia se realiza con los dos BD140. Inicialmente parte del borde de la batería de coche con 12V y la tensión después se alimenta estabilizaron en 15 V a través de los diodos de la supresión extra-voltaje, la resistencia de limitación y zener estabilizan la tensión de alimentación del integrado.
No presente en el diagrama hay un interruptor térmico para ser fijada en las aletas, se detendrá la tensión REM apagando el integrado. Estos diodos deben ser rápidos serie SF16 rápida, HER106, etc..

Con esto creo que he aclarado muchos aspectos de esta familia de servicios integrados, sino como un último regalo, colocar el adaptador que utilizo para mi amplificador 200+200W, realizado con un transformador recuperado de una energía eléctrica de ordenadores salvado de vertedero.

Además Unica no está presente en el diagrama y una red snubber compuesto de resistor 100 Ohm con un condensador en serie a partir de 100 pF en paralelo con cada diodo en el secundario.

Tal modificación posterior también lo hace adecuado para amplificadores lineales clásicos.

En ella hay un arranque suave un filtro EMI y una protección frente a absorciones excesivas, muchos de los componentes pasivos son el poder original, ¿Por qué buscar en otra parte lo que tenía en la mano?

Deliberadamente no explicar esto último plan para ver si lo que se dijo en el artículo realmente bueno para algo.

saludos Amilcare