Amplificatore classe D con potenza max impostabile da 20W a 300W

Questo è un potente amplificatore in classe D facile da realizzare. Progettato con componenti di facile reperibilità, può arrivare fino a 300W RMS con una tensione di alimentazione che può variare da +/- 30V a +/- 60V a seconda della potenza desiderata. Per salire oltre tale alimentazione vanno rivisti alcuni valori dei componenti, sia per tensione massima di lavoro che per potenza dissipata. Ho fissato tale limite per non complicare inutilmente lo schema, aumentando cosi i costi di realizzazione e gli ingombri.

Questo è lo schema completo di un canale dell’amplificatore:

Elenco componenti

Principio di funzionamento della classe D

Questo è un amplificatore auto oscillante in classe D. Ciò fornisce eccellenti prestazioni grazie alla frequenza variabile dipendente dal segnale di ingresso. Ogni sezione dell’amplificatore è di seguito descritto in base alla funzione scolta.

Ogni componente ha più di una funzione per limitare la complessità del circuito e di conseguenza i costi, esso è frutto di semplificazioni successive date da un lungo studio di progettazione.

Stadio di ingresso

U1a è un amplificatore operazionale collegato come un invertitore.

R1 e C1 formano un filtro passa-alto con frequenza di taglio di 7 Hz inutile scendere sotto a tali frequenze. R1 definisce il guadagno e fissa la impedenza di ingresso dell’amplificatore, R2a ed R2b fissano la amplificazione con la formula

-(R2a + R2B) / R1

Nessun valore è fondamentale, è possibile scegliere qualsiasi valore da 10k a 100k per R2.

C2 insieme ad R2 formano un filtro passa-basso che riduce il possibile rumore ad alta frequenza.

La sua frequenza di taglio è impostata su

Ft = 1 / (6,28xR2xC2)

C2 deve essere adattata in funzione del valore di R2.

Invertitore e integratore

Questo è l’anello di reazione vero e proprio.

C3 elimina la componente continua alla uscita di U1a e di nuovo forma un filtro passa alto con R3

sempre con la formula

1 / (6,28xR3xC3) = 3,4Hz.

C3 può variare da 2.2uF a 10uF senza problemi.

C4 viene usato per ridurre la distorsione di intermodulazione che può generare l’integratore U1B. Infatti, tramite R8 rientra il segnale all’integratore. Si potrebbe omettere C4 ma, è frequente vederlo montato in questo tipo di circuitazione in classe D, inoltre, abbassa un po’ la frequenza di auto oscillazione (con C4 = 1 nF è 255kHz, senza è 330kHz).

R8 definisce il guadagno dello stadio integratore insieme a R3.

Il guadagno è -R8 / R3.

Oltre 150kOhms per R8, l’amplificatore diventa instabile. R3 è l’impedenza di ingresso dell’integratore ed è piuttosto bassa, è quindi il valore dello stadio di ingresso visto da U1a.

R4 protegge U1B in caso di default. Infatti, se la tensione di uscita satura, questa equivale al potenziale di alimentazione (dato da T1 o T2 tramite R8).

R4 formando un partitore con R8 limita a +/- 6VDC tensione massima sull’ingresso invertente. R4 poteva essere sostituito da due diodi 1N4148 collegati alle alimentazioni dell’operazionale ma, con un’unica resistenza è più semplice!

Nel normale funzionamento, la tensione sull’ingresso ingresso invertente oscilla sui +/- 100 mV circa ed R4 è inutile (l’amplificatore funziona senza R4).

Se R4 viene ridotta (fino a 1k) si aumenta l’uscita offset. Il comportamento dell’integratore deteriorata. Un una alimentazione di +/- 50VDC, l’offset misurato in uscita è:

R4 = 10k: 6mV

R4 = 2.2K: 36mV

R4 = 1k: 71mV

Si ricava che è vantaggioso mettere il massimo valore possibile per R4 ma, tocca sempre considerare l’escursione massima ammissibile di +/- 10V sull’ingresso invertente. 10k risulta essere un buon compromesso.

C5 è il condensatore dell’integratore. Il suo valore influenza notevolmente la frequenza di oscillazione (cuore del funzionamento in classe D dell’amplificatore). A +/- 50VDC viene misurata:

C5 = 220pF: 255kHz

C5 = 470pF: 236kHz

C5 = 1nF: 164kHz

In realtà, nella frequenza di funzionamento vi è anche la “lentezza” del TL072, gli anni dalla circuitazione interna con cui è realizzato si sentono. Questo è il motivo per cui si ho adottato il limite di frequenza al di sotto di 300kHz, ma sufficiente per questo amplificatore, il TL072 standard è un buon compromesso economico, con una cifra di rumore sufficientemente bassa per essere usato in applicazioni audio e sufficientemente veloce per l’uso specifico.

La tensione di uscita dell’integratore è un segnale triangolare che va da + 1.0V a + 4.2V con C5 = 220pF.

La alimentazione scelta di +/- 9,1V è un valore più che sufficiente.

Guadagno totale

Il guadagno totale dell’amplificatore è definita da due amplificazioni singole in cascata: l’amplificatore basato su U1a e l’integratore.

Nell’ipotesi di R2=47K l’amplificatore ha guadagno, U1a: -R2 / R1 = -47k / 22K = -2.14 (variabile secondo la tabella)

Guadagno dell’integratore: -R8 / R3 = -100k / 4.7K = -21,3 (fisso)

Il guadagno totale dell’amplificatore D è quindi -2.14 x (-21.3) = 45, con tale amplificazione si ottengono in uscita 250W efficaci su 4 Ohm con in ingresso un segnale standard di 2 Vpp o in alternativa possiamo comunque dire 0,707 Veff.

Transistor traslatore di livello

Il transistore T3, un PNP permette lo “shift” della tensione di uscita dell’integratore verso -Vcc. Infatti, la corrente attraverso R5 è uguale (trascurando corrente di base), alla corrente che attraversa R7. Mettendo R5 = R7, quindi le tensioni ai morsetti di R5 e R7 sono uguali. Avremmo allora in R7 la stessa tensione di uscita dell’integratore, sottratta della Vbe (errore di circa 0,6 V). Visto che uso un segnale di forma triangolare, non c’è bisogno di un transistore di commutazione molto veloce. Il potenziale del suo collettore varia poco e, T3 non saturando durante il normale funzionamento contribuisce a una buona linearità.

R6 limita la corrente che può entrare al pin1 (IN) del IR2184 nell’ipotesi di T3 conduttivo e ci fosse una saturazione dell’amplificatore U1B o un potenziale di default.

Il suo vincolo principale è quello di sostenere almeno Vce = Vcc (60V). La scelta è caduta sul classico BCX42 (125V, 800mA, 330mW) perfetto per questo uso.

Controllo dei transistor di potenza: IR2184

Un circuito a componenti discreti che avesse fatto questa funzione, sarebbe stato di gran lunga più costoso in termini di ingombro e distorsione del segnale di uscita oltre che monetario.

Un circuito integrato specifico rende molto facile controllo dei due MOSFET dell’amplificatore, ho scelto il IR2184 (driver mezzo ponte) della International Rectifier . I MOSFET sono pilotati con ritardo di fase con un tempo di circa 0.4us.

Se l’ingresso IN (piedino 1) è 0V rispetto al COM (piedino 3 che è -Vdc), T2 è acceso, T1 viene bloccato, che garantisce un basso livello di uscita (-Vdc) all’uscita dei finali.

Se il potenziale al pin IN è compreso tra 3V e 5V rispetto al pin COM, T2 è bloccato, T1 è acceso ma, può rimanere cosi solo per 10 o 20 ms perché il suo controllo è alimentato dal condensatore di bootstrap C12. Se IN rimane permanentemente 5VDC, T1 e T2 sono bloccati e il sistema non oscilla. L’uscita dei transistori è a 0V (collegato a massa attraverso R4 + R8 o dall’altoparlante).

Il IR2184 viene alimentato a 12 V (tra 10V e 15V è il valore tipico) e consuma circa 30mA operando a 250 kHz con due transistor IRFB5620 come “carico”.

D4 e R14 si occupano di caricare C12 (condensatore di bootstrap). Questo condensatore fornisce il comando a T1 quando questo è in conduzione. T1 può rimanere cosi per poche decine di millisecondi, ma è adeguato per questo amplificatore.

Il IR2184 deve essere posizionato molto vicino al T1 e T2.

Va prevista una apposita pista distinta da quella che alimenta T2 che va al pin 3 del IR2184 pena la sua distruzione, per lo stesso motivo i due elettrolitici C7 e C8 devono essere anche montati il più vicino possibile ai finali T1 e T2.

Per ridurre le perdite di commutazione dei transistori,si usano i componenti R11, R12, D1 e D2. I diodi consentono una apertura rapida di transistor MOSFET con scarica veloce della capacità di gate.

La IR2184 è in grado di fornire una corrente maggiore di 1A per tale scopo. R11 e R12 forniscono un po di tempo morto aggiuntivo, il che evita il rischio che un MOSFET entri in conduzione prima che l’altro si sia interdetto.

Stadio di uscita

Lo stadio di uscita è costituito da due transistori MOSFET N identici T1 e T2 e dai condensatori di disaccoppiamento C7 e C8. I transistori sono dimensionati come segue:

VDS = con +/- 60V di alimentazione, deve essere 120V a cui va aggiunto un 30% – 40% circa di margine.

Quindi, scelgo VDS = 200V.

ID = 15A (caso peggiore Vcc = 60V / Load = 4 ohm) Il vantaggio di avere un alto ID ad un MOSFET è la resistenza Rdson è bassa, con conseguente dissipazione (perdite di conduzione) bassi. Quindi, scelgo ID = 25A

Vanno scelti transistor con carica di gate Qg bassa altrimenti per caricarsi impiegheranno maggior tempo degradando il segnale finale e passando molto tempo in zona lineare, ciò sarebbe deleterio per due fattori, un aumento della distorsione finale e un aumento delle temperature di esercizio.

Per tali ragioni ho scelto i IRFB5620: 25A 200V 60 mOhm appositamente concepiti per amplificatori in classe D.

Filtro di uscita

Il filtro passa basso LC in uscita lo calcolo con la seguente formula

L1 = RL x 1,41 / 6,28 x F

Considerando RL il carico dell’altoparlante di 4 Ohm e la F la frequenza di taglio del filtro che deve almeno essere un paio di ottave sotto alla frequenza di commutazione e almeno una ottava sopra alla massima frequenza riproducibile ho arbitrariamente preso come valore di frequenza 43KHz

Applicandolo alla formula ho allora

L1 = 4×1,41/(6,28×43000) = 20,95 uH

scelgo un valore standard di 22uH e ricalcolo il valore di frequenza con la formula

F=RLx1,41/6,28xL1 = 40,8KHz ancora entro il limite di una ottava rispetto alla frequenza massima.

Per la capacità uso invece la formula

C = 1/(6,28xFxRLx1,41) = 1/(6,28x40800x4x1,41) = 690nF

che approssimerò al valore standard 680nF, dalle prove sul campo l’aggiunta della resistenza R13 con in serie il condensatore C14 linearizza la risposta degli altoparlanti.

Avvio automatico

Come precedentemente detto, se l’ingresso “IN” della IR2184 è alto staticamente, T1 e T2 sono spenti (C12 viene scaricato e contemporaneamente si blocca D4).
Si deve mettere un segnale di pochi millivolt (un po ‘di musica) all’ingresso dell’amplificatore per avviare la auto oscillazione.
Nel normale utilizzo di un amplificatore audio, questo non pone alcun problema. Questo amplificatore Classe D è semplicemente “in sonno” prima della piccola sollecitazione musicale.

Alimentazione

Qualunque tensione duale compresa tra +/- 30V e +/- 60V

Per superare tali limiti sia in alto che in basso vanno sostituite le resistenze di limitazione agli zener con dei generatori di corrente costante. Soluzione esclusa i questo caso solo per semplificare lo schema finale, una resistenza anche se di potenza, è sicuramente meno ingombrante di due resistenze un diodo e un transistor che svolgano lo stesso lavoro.

Valori da assegnare ad R2 per la potenza desiderata

A parità di segnale di ingresso è possibile variando il valore delle resistenze R2a ed R2b secondo la tabella sottostante ottenere la potenza desiderata senza modificare altri valori se non la tensione di alimentazione duale da fornire.

Realizzazione pratica

Siccome ero partito per fare un circuito compatto ho realizzato due sbrogli distinti il primo con componenti discreti che mi ha permesso di fare tutti gli aggiustamenti del caso nei test di funzionamento ed uno definitivo con componenti SMD per chi ama le realizzazioni ultracompatte dall’aspetto professionale.

Di seguito lo sbroglio per i test con misure approssimative di 10cm x 6cm

lato componenti e lato rame

Poi una volta che tutto era tarato ed aggiustato per il miglior funzionamento sono passato alla versione definitiva con l’uso di SMD integrato ad i componenti di potenza che sono comunque rimasti discreti.

Le dimensioni non le ho potute ridurre ulteriormente in quanto i due elettrolitici e la bobina sono elementi molto ingombranti.

 

Malgrado ciò le misure finali si sono ridotte a 99mmx43mm la misura 10cm di lato è data dalla dimensione dell’aletta e sotto non sarei potuto scendere per non aumentare troppo le temperature di esercizio.

Se consideriamo comunque che in tale ritaglio di basetta ci è entrato un amplificatore in grado di fornire al carico 300W efficaci su 4 Ohm la cosa è notevole.

Saluti Amilcare